专利名称：dB线性过程无关可变增益放大器的利记博彩app
技术领域：
本发明的实施例涉及可变增益放大器(VGA)的电路，更具体地，涉及在db/伏 特下呈现基本线性增益控制曲线的可变增益放大器的设计和实施。
背景技术：
在需要可变增益放大器的系统中，存在需要以对数方式改变可变增益放大器 (VGA)的增益的许多情况。通过以对数方式改变增益，VGA将提供相当恒定的和接近 线性的每伏特增益(gain per volt)。每伏特线性增益有时叫做对数线性增益。本发明人注 意到，以前已知的VGA电路设计一般不能提供平滑的对数线性曲线，而是提供存在严重 偏离恒定斜率的突起或波纹的曲线。出现在现有电路设计中的突起或波纹会对这种现有 VGA设计的总体性能产生影响。例如，如果试图按平滑对数线性放大曲线放大指数衰减 信号，那么，将使放大信号的失真最小。相反，如果使用具有突起和波纹的近似对数线 性曲线，则在放大器的输出端上将造成信号失真。对数线性曲线中的突起和波纹引起的另一个问题是，一条或多条控制线引入的 任何噪声将以非希望方式调制信号。控制线噪声与VGA放大曲线的瞬时斜率直接相关。 例如，如果拥有存在大斜率，小斜率，然后又是大斜率的增益曲线，那么，大斜率区将 加重放大器输出端上的控制电压噪声。人们需要的是在对数线性增益方面能够提供可重复线性增益曲线的VGA器件。 而且，从在预定温度范围内或在其它预定环境变量下不显著变化的VGA器件可重复地提 供这样的对数线性增益曲线是有利的。人们已经发现现有VGA器件设计具有一个或多个缺陷。这样的缺陷可能包括在 db线性增益内具有突起和波纹，在给定温度范围内对温度敏感，不能恒定地或随时间提 供可重复增益，或由于器件的制造过程而不能提供可重复输出。因此，人们需要的是在 给定宽工作温度范围内提供基本线性db/伏特增益、对过程变化不敏感、并且当并入多 个器件中时提供可重复输出或结果的db线性过程无关可变增益放大器。
发明内容
鉴于上述可变增益放大器(VGA)的局限性及缺点，显然，需要一种在对数线性 增益方面能提供可重复线性增益曲线的VGA器件。而且，有利的是能够从VGA器件重 复地提供这样的对数线性增益曲线，其中该器件的输出在预定宽温度范围内是可预测的 和可重复的并且不因为器件的制造过程而受到影响。在本发明的一个实施例中，提供了放大器或衰减器电路。所述放大器或衰减器 电路包含跨导电路。所述跨导电路在一定程度上受栅极电压控制电路控制。所述栅极 电压控制电路包含具有栅极、源极和漏极的第一 MOSFET器件。所述栅极电压控制电 路进一步包含这样的反馈回路，使所述反馈回路包含反馈双极结型晶体管、串联在所述 反馈晶体管的发射极与所述第一 MOSFET的漏极之间的第一电阻、与所述反馈晶体管的集电极串联的反馈电阻元件、以及接收反馈电压的运算放大器(op amp)，所述反馈电压 源自所述反馈电阻与所述反馈晶体管的集电极之间的节点。所述运算放大器提供用作所 述第一 MOSFET器件的栅极的栅极控制电压的输出。所述栅极控制电压调整所述第一 MOSFET与所述第一电阻的跨导。将第二 MOSFET器件配备成与所述第一 MOSFET器 件匹配。所述第二 MOSFET器件是所述跨导电路的一部分。所述第二 MOSFET器件的 栅极被连接成也接收所述栅极控制电压。所述栅极控制电压将随所述第一 MOSFET器件 及其相关电路的对数线性特性而变。在VGA放大器或衰减器电路的另一个实施例中，所述栅极电压控制电路将所述 栅极控制电压提供给作为所述栅极电压控制电路的一部分的所述第一 M0SFET。并且， 所述跨导电路包含作为提供对数线性增益输出的放大器的一部分的所述第二 M0SFET。 在又一个实施例中，所述第二 MOSFET是衰减器电路的一部分。在另一个实施例中，提供了可变增益放大器。所述可变增益放大器包含跨导放 大器，所述跨导放大器至少具有并联在其中的第一和第二跨导器电路。所述第一跨导器 电路包含第一 M0SFET，而所述第二跨导器电路包含第二 MOSFET。所述示范性可变增 益放大器进一步包含第一栅极电压控制电路和第二栅极电压控制电路，所述第一栅极电 压控制电路具有与所述第一跨导器电路中的所述MOSFET的栅极连接的输出端，而所述 第二栅极电压控制电路具有与所述跨导放大器的所述第二跨导器电路中的所述MOSFET 的栅极连接的输出端。所述第一和第二栅极电压控制电路这两者被类似地设计成每一个 都具有与相应的第一或第二跨导器电路配对或匹配的M0SFET。所述栅极电压控制电路 的每一个进一步包含反馈回路，所述反馈回路包括反馈晶体管、串联在所述第一反馈晶 体管的发射极与所述栅极电压控制电路的MOSFET的漏极之间的第一电阻、与所述反馈 晶体管的集电极串联的反馈电阻、以及接收反馈电压的第一运算放大器，所述反馈电压 源自所述反馈电阻与所述反馈晶体管的集电极之间的节点。所述运算放大器提供用作所 述第一和第二跨导器电路中的MOSFET的相应栅极的栅极控制电压的输出。在又一个实施例中，提供了包含并联的多个跨导电路的对数线性可变增益放大 器，其中每个跨导电路包含这样的第一 M0SFET，使每个MOSFET包含栅极。所述示范 性对数线性可变增益放大器进一步包含具有由两个节点之间的跨导决定的增益的放大电 路，其中所述两个节点与所述多个跨导电路并联。所述对数线性可变增益放大器进一步 包含多个栅极电压发生器电路，其中每个栅极电压发生器电路包含控制电压输入端、第 二 MOSFET以及包括第二 MOSFET的反馈回路。所述反馈回路适用于产生栅极控制电 压输出，所述栅极控制电压输出在预定控制电压范围上引起所述第二 MOSFET的对数线 性跨导变化。每个栅极电压发生器电路的输出构成连接到所述多个并联跨导电路中的不 同第一 MOSFET的栅极的栅极控制电压。如果以dB为单位测量跨导，所述对数线性跨 导变化是稳定斜率的跨导对控制信号(即，电压或电流)曲线。
为了更全面地理解本发明，现在结合附图对本发明作如下描述，在附图中图1是示范性可变增益放大器的电路图；图2是示出本发明一个实施例的每伏特线性增益以及栅极控制电压曲线的图形；图3描绘了包含依照本发明的多元件可变增益放大器的电路图；图4描绘了依照本发明一个实施例的示范性跨导器栅极电压扫描信号发生器的 电路图；图5描绘了示出依照本发明一个实施例的多元件跨导器阵列的栅极电压的图 形；图6描绘了本发明一个示范性实施例在db/伏特下的基本线性、可重复和温度无 关的增益曲线的图形；以及图7描绘了在包含衰减器电路的跨导器栅极电压扫描信号发生器电路中利用了 本发明的一个实施例的又一个电路图。
具体实施例方式现在参照附图，例示和描述db线性过程无关可变增益放大器的各种视图和实施 例，并描述其它可能实施例，在附图中，相同的标号自始至终用于表示相同的元件。这 些图形未必按比例画出，并且，在一些情况下，仅仅为了例示的目的，对图形作了适当 夸大和/或简化。本领域的技术人员将理解基于可能实施例的例子的如下描述的许多可 能应用和变化。本发明的实施例提供了具有连续可变模拟控制的放大器，该放大器在保持较大 动态范围、较小的三阶失真、和低噪声的同时，在db/伏特下呈现高度线性增益控制曲 线。通常，VGA增益曲线显著偏离线性曲线(就以db为单位的电压增益与它们的控制 功能之间的关系而言)。本发明的实施例提供了在宽范围上保持线性曲线的放大器控制 机制。示范性实施例的线性曲线固有地对过程变化不敏感，从而在放大大动态范围信号 时实现更精确的增益控制和更高的信号保真度。这些实施例进一步实现良好的部件到部 件增益控制而无需生产后电阻微调或外部增益标准化。本发明的实施例可以广泛用在需 要VGA或连续可变衰减器电路的各种设备中，包括但不限于超声波医学设备、点到点通 信系统、蜂窝式通信以及传感器信号调节电路。现在参照图1，其中示出了示范性VGA 100的一个实施例，它具有在该图右侧 的放大器电路102以及在该图左侧的栅极电压控制电路104。放大器102是这样构成 的，它的电压增益由电阻50，51的负载阻值与晶体管器件148和150的发射极之间的跨 导之积决定。在一些实施例中，晶体管器件148和150的发射极之间的跨导等于跨导电 路106的跨导。跨导电路106内的可变跨导晶体管(TT) 108是工作在它的三极管区中的 MOSFET,它的阻值通过栅极控制电压110来修改。TT MOSFET 108的栅极控制电压110由栅极电压控制电路104提供。栅极电压 控制电路104响应于接收的输入控制电压(Vcontrol) 112建立DC栅极调整电压(栅极控 制电压110)。栅极电压控制电路104包括复制MOSFET 114，复制MOSFET 114是存在 于放大器电路102中的TT MOSFET 108的复制品或尺寸缩放复制品。公知这样的复制 MOSFET在制造过程中是容易生成的。复制MOSFET晶体管114的栅极控制电压110被 改变以满足由运算放大器116、复制MOSFET 114、电阻118、双极结型晶体管120和反 馈电阻或反馈元件122组成的电路回路的反馈条件。除了反馈电阻或反馈元件122之外的其它反馈元件可以并入这些实施例中。例如，可替代反馈元件122可以包含电流镜或 晶体管120的集电极与运算放大器116之间的电连接，以便提供电流反馈。这意味着复 制MOSFET晶体管114的Vgs (栅极到源极的电压)随输入控制电压信号112而改变，以 便迫使线性电流经过晶体管120。给定晶体管120的集电极电流响应于Vte(基极到发射 极的电压)的对数/线性特性，复制MOSFET晶体管114加串联电阻118的阻抗(Z = RdS(oftra SIStorii4)+R118)接近该MOSFET的逆对数/线性曲线而变化。与其它类型的晶体管 不同，双极结型晶体管提供了所需的对数线性特性。因此，当将用在复制MOSFET晶体 管114的栅极上的相同栅极控制电压110用在第二复制MOSFET(即放大器电路102中的 TT MOSFET晶体管108)的栅极上时，得出近似对数/线性增益曲线。这种增益控制缩放的新技术是与制造过程无关的，因为在制造在硅片上期间， 可以容易地使复制MOSFET晶体管114和108匹配(或借助尺寸缩放匹配)。为了提供有关栅极电压控制电路104的更多细节，围绕反馈回路来讨论栅极电 压控制电路104的功能，该控制电路控制复制MOSFET114的栅极电压110，顺便提一 下，复制MOSFET 114可以是NMOS器件。在工作的时候，使复制MOSFET 114保持 在三极管区中，并通过栅极-源极电压来改变它的阻抗。当复制MOSFET晶体管114的 阻抗发生变化时，流过晶体管114的电流115也被改变。该电流115也流过反馈晶体管 120和反馈电阻或反馈元件122，从而影响反馈电压124。反馈电压124像所示那样馈送 到运算放大器116。如果知道反馈电阻或反馈元件122以线性方式响应通过电流的变化， 那么，反馈电压124经由运算放大器116产生输出109，输出109是复制MOSFET晶体管 114和电阻118的跨导，它将以与放大器电路102的TTMOSFET晶体管108的近似对数 线性关系变化。这种对数线性关系是基于复制MOSFET晶体管108和114是按比例缩放 的器件，以及跨导电路106中的电阻126和128将与电阻118成比例的事实。运算放大 器116的输出109是栅极电压控制电路104的输出。由于匹配或复制器件TT MOSFET 108和复制MOSFET 114正用在反馈回路中，
所以由温度和处理引起的变化基本上被消除。而且，由于可变跨导器正与NPN晶体管 120的发射极串联地使用，所以该电路利用了晶体管器件的电压电流关系，使得对数线性 关系正在被建立起来。因此，NPN晶体管120的对数线性特性以及栅极电压控制电路104 和放大器102中的MOSFET晶体管114和108的器件匹配实现了基本上不受所得到的示 范性电路中的过程变化和温度变化影响的能力。仍然参照图1，特别是栅极电压控制电路104，NPN晶体管120与NPN晶体管 130的组合形成了电压偏置，使得将适当的电动势(EMF)提供给晶体管120的基极。由 晶体管130和电阻132的串联组合产生的EMF应该足够低，使MOSFET 114在工作期间 总是保持在三极管区中。基本上，MOSFET 114不应该进入饱和区中。如果MOSFET 114进入饱和区中，则电路的精度可能丧失。电源电压134可以是大约IV到IOV的电压，或者，在各种实施例中，可以是在 IlV到大约30V范围内的高得多的电压。将共模电压136与MOSFET晶体管114的源极 电压连接。共模电压136用于复制出现在放大器电路102中的复制TT MOSFET 108上 的共模电压，使得两个器件可以工作在相同共模电压上，其中两个器件的DC源极电压相 同。
应该理解，MOSFET晶体管108和114是匹配的，但是，在匹配这些晶体管时， 并不意味着它们必须是相同尺寸的晶体管。在各种实施例中，这两个晶体管108和114 可以在阻抗方面被缩放，使得它们相互成比例。在制造它们时，可以使它们的阻抗按固 定或预定因子缩放。无论使用什么缩放因子对两个MOSFET晶体管108和114进行缩 放，也应该将相同的缩放因子用于对电阻118与两个跨导电阻126和128之间的关系进行 缩放。指示的连接Vm+140和Vin_142指示可以将外部信号输入连接到放大器电路102 的输入端。同样，VQUT+144和Vqut_146节点指示从示范性放大器电路102到外部电路的 潜在输出连接。Vcontrol 112 —般来自外部电压控制电路，但是，在一些实施例中，可以 来自与本发明的示范性实施例相关联的板上或芯片上电路。再次参照示范性放大器电路102，这个放大器电路可以与具有可变跨导的基本差 分对相当。随着有关NMOS器件108的跨导发生变化，与晶体管148和150的发射极相 关联的阻抗也发生变化，从而调整放大器102的增益。本发明的其它实施例可以使用更 先进的放大器，其可以包括反馈电路，以有助于将晶体管148和150的发射极上的电压线 性化，从而在电路中建立更理想的增益特性。在所示的示范性放大器102中，放大器的 增益几乎唯一地取决于跨导电路106。随着NMOS晶体管108的栅极上的电压增大，放 大器的增益变大，而随着晶体管108的栅极电压减小，整个放大器102的增益变小。换句 话说，随着晶体管108两端的阻抗增大，放大器102的增益变小，而随着晶体管108两端 的阻抗减小，放大器102的增益变大。在某一点上，将达到最大增益极限，其中NMOS 晶体管108的阻抗与跨导电路106中的电阻128和126的阻值相比看起来非常小。现在参照图2，其中为像图1所示那样的示范性器件描绘了单个跨导分区响应相 对于控制电压输入的图形。处在图2的X轴上的是来自图1的Vcontrol电压112。将栅 极控制电压110提供给NMOS匹配对晶体管108和114的栅极。栅极控制电压110由示 范性栅极电压控制电路104的运算放大器反馈电路产生。增益曲线201是由具有单个跨 导电路106的示范性放大器电路102产生的以db为单位的增益。图2示出了 一个示范性实施例产生基本线性增益曲线以及两个预定或指定 Vcontrol电压(在本例中，在大约0.5V与2.5V之间)之间的关系。这种线性增益的端 点通过示范性放大器102的跨导部分106的预定设计来选择。最终目的是在两个指定 Vcontrol 112电压之间保持每电压线性db曲线。在本发明的附加实施例中，可以使用与一个或多个放大器电路相关联的多个分 步跨导电路分段来实现更宽的或更长的线性增益放大器。分步跨导电路304A-304N可以 并联在晶体管306和308的发射极之间，并且/或者每一个都可以被视为基本上分立的电路。现在参照图3，其中示出了利用分别与多个跨导器电路分区(304A到304N)结 合的多个栅极电压发生器电路302A到302N的示范性实施例300。已经确定与多个栅 极电压发生器302A，302B, 302C,…，302N—起并行地使用多个跨导电路分区304A， 304B，304C,…，304N,使得每个栅极电压发生器及其相关联的相应跨导电路在它们的 信号响应中是分步的，即，在它们的信号响应中是非重叠的，以建立很宽范围的可实现 增益控制。信号响应中的非重叠指的是，当一个栅极电压发生器/跨导器电路组合在它的线性增益曲线中到达最大或最小点时，它基本上是关断的，而在信号响应中相邻的另 一个栅极电压发生器/跨导器电路组合将接通并接管放大器晶体管306和308之间的阻抗 的控制。因此，整个放大电路的增益在很宽的增益范围内可以保持很线性。加入附加跨导器电路304作为顺序电路分段基本上建立起几个跨导器电路级。 在本发明的实施例中已经示出和证明这种技术改善了多个制造的部件或器件中的任何特 定增益设置的部件到部件增益匹配。如前所述，这种电路的分级或分步放大器跨导器部分301的增益基于集电极电 阻310和312与在晶体管306和308的差分对的发射极之间看到的由有源跨导器电路 304A-304N提供的跨导的乘积。总跨导是每个跨导器元件1_N的第N级(Gn)的单独跨 导值之和。每个跨导器元件进而受分立栅极电压控制。可选电阻314可以包括在示范性放大器中。晶体管的差分对的两个发射极之间 的这个电阻也可以类似地用在来自图1的示范性放大器电路102中。电阻314提供对整 个示范性差分对分级放大器电路300的增益的最低限制。当没有电阻314时，增益可能 变小到零增益或负无穷大dB。应该注意到，图2的图形具有示范性放大器电路102中的 可选电阻314。这样，可以理解，尽管电阻314限制了整个放大器的较低或最低增益，但 它不是电路的绝对必要元件。这样，在本发明的各种实施例中，电路设计可以使用或不 使用这样的电阻或阻抗，或可以将这样的电阻或阻抗并入或不并入电路中。尽管栅极电压发生器电路302A，302B, 302C,…，302N的每一个在设计上都 是相似的，但在单独的栅极电压发生器电路内的元件的值将随增益曲线的部分、分区或 分段或栅极电压发生器电路被与它的相关联跨导器电路304A到304N相关联地设计的栅 极控制电压322的分区、部分或分段而改变。在图3中未具体示出实现控制电压320A， 320B，320C-320N的分区或分步的电路。不过，这样的控制电压320A到320N可以由各 种类型的电路提供。例如，可以存在具有错开、分级或分区DC偏置电压的电压控制电 路，或可以利用通向求和点的附加电阻器或电阻电路在运算放大器中提供DC偏移。这 样，有多种方式为每个示范性栅极电压发生器电路302A到302N内的运算放大器提供分 步或偏置控制电压。一些示范性实施例可以提供这样的栅极电压发生器电路，也就是将栅极电压发 生器电路分级或分步，以便随着穿越控制电压范围，这些栅极电压发生器的每一个都在 输入控制电压320的总扫描电压的不同预定分数内从最小变到最大。并且，第一栅极电 压发生器302A从某最小电压控制电压到总电压控制电压的某分数或部分工作，以便当第 一栅极电压发生器302A达到它的最大电压时，第二栅极电压发生器302B从例如第一栅 极电压发生器302A停止的地方开始扫描，并继续穿过总电压控制扫描电压范围320的第 二预定部分。换言之，在一个实施例中，每个相继栅极电压发生器302A到302N对输入 控制电压320的不同部分(重叠或非重叠)作出响应，使栅极电压322A-N的曲线错开。 如果控制电压320从最小电压扫描到最大电压，第一跨导器电路304A的栅极电压322A将 开始扫描，以便在最小控制电压与总控制电压320的一部分之间提供对数线性增益。当 控制电压320A(以及作为其结果，栅极电压322A)到达其扫描范围的终点时，从图5中 可以看出，以及如下所述，第二栅极电压发生器302B提供的栅极电压322B根据总控制 电压范围的下一个或第二部分或分段320B开始它的扫描。因此，本发明的实施例提供了多个跨导器分区，使得跨导器分区304A到304N之一与它的相关联栅极电压发生器302A 到302N结合在一起工作，以便任何时候都只有一个跨导控制电压322A-322N处在跨导器 电路的相关联增益的中间区域中；同时，其余栅极或跨导控制电压322A到322N工作在 它们的正或负边线(最大或最小电压)上。当工作在它们的负边线上时，各跨导器电路 内的它们的相关联NPN晶体管断开，从而使其它跨导器电路的阻抗最大，几乎达到无穷 大。相反，当其它跨导电路304A到304N内的NMOS晶体管的栅极控制电压处在它们 的最大边线上时，它们的阻抗最小，使每个跨导器电路的总阻抗等于其中的两个电阻或 其它电阻相加。这种新设计具有使增益曲线保持在接近每个跨导器分区304A到304N的 最大和最小增益的恒定斜率上，从而导致在示范性放大器的整个预期范围内具有接近线 性增益的优点。图4描绘了具有控制电压输入320a和320b的另一个示范性栅极电压发生器电路 404。控制电压输入320a和320b由运算放大器406按增益设置电阻Ra，Rb，Rc和Rd 的限定放大。通过将DC电压施加于输入(VleVel_Shift)405，可以使所得到的栅极控制电 压412a偏移或偏置。通过将不同DC电压施加于不同栅极电压扫描信号发生器404的电 平偏移输入405，可以使一系列示范性栅极电压扫描信号发生器404产生不同偏置。图5是描绘分级或分步栅极或跨导控制电压322A到322N的图形。每个栅极控 制电压在图形上可能相互接近，但每一个在相关联跨导器电路的NPN晶体管的有源区中 不会重叠。回来参照图4，其中描绘了栅极电压发生器404。这里给出了与单独DC电平偏 移电压405 —起采用差分控制输入320a和320b以获取栅极电压控制电路中的运算放大器 406的适当偏置电压的实例。而且，图4描绘了各种并行跨导器电路410的更一般实施 例，使得将栅极电压412A，412B，412C-412N(未具体示出)提供给每个跨导器电路。 而且，多个跨导器410内的每个跨导器电路包含NMOS器件414，电阻或阻抗器件416和 418与该NMOS器件的源极和漏极串联。每个单独跨导器电路在跨导器电路410内相互 并联。节点420和422可以连接至信号增益基于两个节点420和422之间的跨导的多种 晶体管或放大器电路。分压器电路402和403定义相关联跨导器电路410被设计的总增益的分数或部 分。换言之，分压器电路402和403的比值定义单独栅极电压控制电路和相关联放大器 电路控制的增益斜率的部分。因此，如果在两个相邻跨导器栅极电压扫描信号发生器404 之间存在重叠，则可以调整分压器电路403中的电阻的增益或分压器电路402的增益，使 得不存在重叠。相反，如果在两个相邻电路的两个增益斜率之间存在死点，则可以调整 分压器电路402或分压器电路403中的分压器电路的这种增益，以便消除间隙。仍然参照图4，与以前讨论的栅极电压控制电路104相比，示范性栅极电压发生 器404包括附加NPN晶体管430，以及与它的发射极连接的电流源432。NPN晶体管430 和电流源432的组合实质上是驱动反馈分压器电路403所需的电流的单位增益缓冲器。在 其它实施例中，可以用防止集电极和反馈电阻434过载的缓冲器电路或单位增益缓冲器 取代晶体管430和电流源432的组合。图6描绘了包含图5的多个跨导器栅极电压分区的示范性电路的增益曲线的图 形。应该注意到，一个示范性实施例可以使用分立电路工作在控制电压的低压范围，例
11如，-2V到-3V范围内，该分立电路可以是下文要讨论的衰减器电路。图6的增益曲线 600从大约-2V到2.8V，示出了与图5的栅极电压曲线相关联的复合对数线性增益曲线。 该实施例的多个跨导器分区协同地运行，以提供纯粹的基本线性增益曲线600。从控制电 压的-3V开始到大约-2V的曲线600的电平增益部分602受这个示范性放大器前面的衰 减器电路控制。该衰减器电路对于_3到-2V的电压控制范围，具有它自己的增益控制电 压。本发明的一个实施例将衰减器电路用于-2V到-3V的范围的一个原因是防止在增益 曲线的最低端上放大器晶体管受到过度驱动。参照图7，其中与具有损耗器件704和706的跨导衰减器电路702 —起示出了与 图4的栅极电压控制电路类似的示范性栅极电压扫描信号发生器控制电路700，损耗器 件704和706的每一个分别与衰减器件708和710并联。在这个实施例中，衰减器器件 704，706两者均用作可变电阻，但也可以是具有电抗或没有电抗的其它器件。MOS器件 704和706也可以串联地放置，而不是分别与它们各自的衰减器件708和710并联。这 里重要的是使用反馈电路为MOS器件704和706的每一个建立栅极控制电压，该反馈电 路使用与电阻714串联的NMOS器件712，电阻714与BJT晶体管716的发射极串联， 其中经由放大器718和单位增益缓冲器720，由反馈电路调整NMOS器件712的栅极电 压。因此，跨导器栅极电压扫描信号发生器700的核心电路可以用于生成如前面图形所 示的基于跨导器放大器的栅极电压，也可以用于生成衰减器电路中的NMOS或PMOS器 件的栅极电压。改变MOS器件704和706的栅极电压，以便分别调整衰减器件(在这种 情况下为电阻708和710)的阻抗或电阻。这样，可以控制和稳定地调整衰减器的增益。 例如，可以调整显示在图6中的增益曲线部分602。因此，通过将多个示范性栅极电压发 生器电路与多个跨导器和衰减器电路组合，本发明的实施例对于Vqut+和VQUT_的放大器 输出，可以以接近线性的方式延伸放大器增益曲线。换句话说，本发明的实施例通过组 合多个增益分段来扩大放大器增益的有用对数线性范围，每个增益分段包含在不能使用 单级放大器精确产生的预定扫描范围的分段上提供线性增益曲线的栅极电压发生器和放 大器跨导器电路。而且，示范性栅极电压发生器电路提供了向该实施例的各跨导器放大 器部分中的NMOS器件提供合适栅极电压的稳定和可预测技术。在一些实施例中，衰减器电路702、VQUT+722和VQUT_724输出端与放大器电路 102的VIN+140和VIN_142输入端连接(即，级联)。衰减器电路可以级联地放置在放大器 级之前或之后。该衰减器电路产生图6中的平坦增益曲线602，该平坦增益曲线602平滑 地与放大器增益曲线的恒定斜率匹配。这样，与跨导器栅极电压扫描信号发生器700组 合的衰减器702可以是级联器件中的第一元件，在级联器件中，多个跨导器栅极电压扫 描信号发生器和跨导器放大器级将是该级联的下一分区。在其它实施例中，衰减器部分 不是必要的。而且，在另外的其它实施例中，可能存在用于获得极宽范围对数线性放大 电路的多个衰减器级。因此，应该明白，示范性跨导器栅极电压扫描信号发生器可以如 本文所述用于控制放大器或衰减器器件。而且，在其它实施例中，与衰减器电路702类 似的衰减器可以级联在放大器电路之后。另外，本发明的实施例可以用于驱动双极跨导器放大器，以及输出电流基于预 定跨导范围的运算跨导放大器(OTA)。电压扫描信号发生器可以驱动基于MOS的放大 器。通过在运算放大器电路的反馈或前馈部分中使用与另一个电阻并联的晶体管的变化栅极电压改变两个阻抗的比值，也可以驱动基于运算放大器的跨导放大器。这样，在将 晶体管的跨导用于改变另一个电路的增益、电压、电流或阻抗以及希望能够以线性方式 控制跨导的情况下，可以利用本发明实施例。 得益于本公开的本领域技术人员应该理解，这种dB线性过程无关可变增益放大 器经由反馈电路提供受控栅极电压，以便使受控栅极电压可以控制另一个电路，在预定 范围上产生线性输出。由于单独的跨导受控电路的栅极电压受本发明的实施例控制，因 此可以逐步相加各个预定范围上的线性输出，以便将线性范围扩大到较大的总范围。在 像放大器、衰减器、电压控制电流源以及各种其它基于跨导的器件那样的辅助器件中， 栅极电压控制电路的非线性栅极控制电压输出在预定范围上产生对数线性增益。应该明 白，本文的附图和详细描述被认为是例示性的而不是限制性的，无意局限于所公开的特 定形式和例子。相反，包括对于本领域的普通技术人员来说显而易见、不偏离本发明的 精神和范围、如所附权利要求书限定的任何进一步修改、改变、重排、替代、变更、设 计选择以及实施例。因此，应该将所附权利要求书理解为包含所有这样的进一步修改、 改变、重排、替代、变更、设计选择以及实施例。
权利要求
1.一种栅极电压控制电路，包含具有栅极、源极和漏极的第一 MOSFET ； 反馈回路，包含 反馈晶体管；串联在所述反馈晶体管的发射极与所述第一 MOSFET的漏极之间的第一电阻； 配置成在所述反馈晶体管的集电极处提供线性电流的反馈元件，所述反馈元件与所 述反馈晶体管的集电极连接；以及接收源自所述反馈电阻与所述反馈晶体管的集电极之间的节点的反馈电压的运算放 大器，所述运算放大器提供用作栅极控制电压的输出，在所述第一 MOSFET的栅极处接 收到所述栅极控制电压，所述栅极控制电压调整所述第一 MOSFET和所述第一电阻的组 合的跨导；以及具有栅极、源极和漏极的第二 MOSFET，所述第二 MOSFET与所述第一 MOSFET匹 配，所述第二 MOSFET的栅极被连接成接收所述栅极控制电压。
2.如权利要求1所述的栅极电压控制电路，其中，所述栅极控制电压按所述第二 MOSFET的接近对数线性关系产生漏极到源极跨导。
3.如权利要求1所述的栅极电压控制电路，其中，所述第二MOSFET是跨导电路的 一部分。
4.如权利要求3所述的栅极电压控制电路，其中，所述跨导电路是提供与控制电压 相关的对数线性增益输出的放大器的一部分，所述栅极电压控制电路适用于接收控制电 压，所述控制电压具有预定范围。
5.如权利要求3所述的栅极电压控制电路，其中，所述跨导电路是衰减器电路的一部分。
6.—种可变增益放大器，包含 跨导放大器，所述跨导放大器包含包含第一 MOSFET的第一跨导器电路；以及包含第二 MOSFET的第二跨导器电路，所述第二跨导器电路与所述第一跨导器电路 并联；具有第一栅极控制电压输出端的第一栅极电压控制电路，所述第一栅极控制电压输 出端与所述第一 MOSFET的栅极连接，所述第一栅极电压控制电路包含 具有栅极、源极和漏极的第三MOSFET ；以及 第一反馈回路，包含 第一反馈晶体管；串联在所述第一反馈晶体管的发射极与所述第三MOSFET的漏极之间的第一电阻； 与所述第一反馈晶体管的集电极串联的第一反馈元件；以及 接收源自所述第一反馈电阻与所述第一反馈晶体管的集电极之间的第一节点的第一 反馈电压的第一运算放大器，所述第一运算放大器提供用作第一栅极控制电压的第一输 出，在所述第一 MOSFET的栅极处接收所述第一栅极控制电压，所述第一栅极控制电压 被连接成控制所述第三MOSFET和所述第一电阻的组合的跨导；以及具有第二栅极控制电压输出端的第二栅极电压控制电路，所述第二栅极控制电压输出端与所述第二 MOSFET的基极连接，所述第二栅极电压控制电路包含 具有栅极、源极和漏极的第四MOSFET ；以及 第二反馈回路，包含 第二反馈晶体管；串联在所述第二反馈晶体管的发射极与所述第四MOSFET的漏极之间的第二电阻； 与所述第二反馈晶体管的集电极串联的第二反馈元件；以及 接收源自所述第二反馈电阻与所述第二反馈晶体管的集电极之间的第二节点的第二 反馈电压的第二运算放大器，所述第二运算放大器提供用作第二栅极控制电压的第二输 出，在所述第二 MOSFET的栅极处接收所述第二栅极控制电压，所述第二栅极控制电压 被连接成控制所述第四MOSFET和所述第二电阻的组合的跨导。
7.如权利要求6所述的可变增益放大器，其中，所述第一反馈晶体管是双极结型晶体管。
8.如权利要求6所述的可变增益放大器，其中，在所述第三MOSFET的栅极处接收 所述第一栅极控制电压，并且其中在所述第四MOSFET的栅极处接收所述第二栅极控制 电压。
9.如权利要求6所述的可变增益放大器，其中，所述第一MOSFET和所述第三 MOSFET是匹配的MOSFET器件。
10.如权利要求9所述的可变增益放大器，其中，所述第二MOSFET和所述第四 MOSFET是匹配的MOSFET器件。
11.如权利要求6所述的可变增益放大器，进一步包含用于接收控制电压的控制电压 输入端，所述控制电压具有预定电压范围；所述第一栅极控制电压是所述预定电压范围的第一部分的电压曲线、和所述预定电 压范围的其它部分的最大或最小电压；以及所述第二栅极控制电压是所述预定电压范围的第二部分的电压曲线、和所述预定电 压范围的其它部分的最大或最小电压。
12.如权利要求6所述的可变增益放大器，进一步包含用于接收控制电压的控制电压 输入端，所述控制电压具有预定电压范围；在所述第一 MOSFET的栅极处接收的所述第一栅极控制电压使所述跨导放大器能够 对于所述预定电压范围的第一部分提供第一对数线性增益曲线；以及在所述第二 MOSFET的栅极处接收的所述第二栅极控制电压使所述跨导放大器能够 对于所述预定电压范围的第二部分提供第二对数线性增益曲线。
13.如权利要求12所述的可变增益放大器，其中，所述第一对数线性增益曲线和所述 第二对数线性增益曲线基本上具有相同斜率并且基本上是线性的。
14.如权利要求12所述的可变增益放大器，其中，所述第一对数线性增益曲线和所述 第二对数线性增益曲线不重叠。
15.如权利要求6所述的可变增益放大器，进一步包含与所述跨导放大器级联的衰减 器电路。
16.如权利要求6所述的可变增益放大器，其中，所述第一反馈回路进一步包含位于 所述第一节点与所述第一运算放大器之间的第一缓冲器电路。
17.一种对数线性可变增益放大器，包含并联的多个跨导电路，每个跨导电路包含第一 MOSFET，每个第一 MOSFET包含栅极；具有由两个节点之间的跨导决定的增益的放大器电路，所述两个节点与所述多个跨 导器电路并联；以及多个栅极电压发生器电路，每个栅极电压发生器电路包含 用于接收控制电压的控制电压输入端，所述控制电压具有控制电压范围； 第二 MOSFET，每个第二 MOSFET与所述多个跨导电路中的不同第一 MOSFET匹 配；以及包括所述第二 MOSFET的反馈回路，所述反馈回路适用于产生栅极控制电压输出， 所述栅极控制电压输出是控制电压范围上所述第二 MOSFET的对数线性跨导变化，所述 栅极控制电压输出被连接到所述匹配第一 MOSFET的栅极，使得所述放大器电路对于所 述控制电压范围的预定部分产生对数线性增益。
18.如权利要求17所述的对数线性可变增益放大器，其中，每个栅极电压发生器电路 的所述反馈回路适用于产生作为所述控制电压范围的一部分的所述第二 MOSFET的对数 线性跨导变化的栅极控制电压输出。
19.如权利要求17所述的对数线性可变增益放大器，进一步包含与所述放大器电路的 输入端级联的衰减器电路。
20.如权利要求17所述的对数线性可变增益放大器，其中，每个栅极电压发生器电路 的所述反馈回路进一步包含反馈晶体管；串联在所述反馈晶体管的发射极与所述第二 MOSFET的漏极之间的第一电阻； 与所述反馈晶体管的集电极串联的反馈元件；以及接收源自所述反馈电阻与所述反馈晶体管的集电极之间的反馈节点的反馈电压的运 算放大器，所述运算放大器提供作为栅极控制电压的输出。
21.如权利要求20所述的对数线性可变增益放大器，其中，每个栅极电压发生器电 路的所述反馈回路进一步包含位于所述反馈节点与所述运算放大器之间的第一缓冲器电路。
全文摘要
本发明公开了dB线性过程无关可变增益放大器。本发明提供了具有在保持较大动态范围、较小三阶失真和低噪声的同时，在db/伏特下呈现高度线性增益控制曲线的连续可变模拟控制的放大器。这种放大器具有在宽范围上保持可变线性或对数线性曲线的控制机制，并且固有地对过程变化不敏感，从而为放大大动态范围信号提供更精确的增益控制和更高的信号保真度。
文档编号H03F3/45GK102025334SQ20101028672
公开日2011年4月20日 申请日期2010年9月20日 优先权日2009年9月23日
发明者M·乔纳斯 申请人:玛克西姆综合产品公司