专利名称：一种用于实现零极点型高阶滤波器的混合积分器双二阶单元的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及模拟滤波器设计领域，特别是一种用于实现零极点型高阶滤 波器的混合积分器双二阶单元。
背景技术：
滤波器的概念最早是由美国的G.Campbell和德国的K. Wagner于1915 年首先提出的。时至今日，滤波器的理论和技术已经得到不断的改进和创新。 滤波其实是一种选频过程，滤波器是一种对输入信号进行特定频率处理从而 得到希望输出信号的选频网络。由于模拟滤波器具有处理速度快、电路结构 简单、功耗小等突出特点，使其在各种电子设备中有责广泛的应用。
近些年来，随着无线通信技术的飞速发展和CMOS工艺技术的不断进 步，实现无线通信收发机和数字基带电路系统单芯片的集成是未来发展的必 然趋势。模拟滤波器的片上集成是片上系统发展中一个亟需解决的问题。 1983年，Hanu和Tsividis提出了全集成MOSFET和电容的有源滤波器，揭 开了全集成连续时间滤波器发展的序幕。Kharramabadi和Gray首次提出了 釆用CMOS工艺的跨导-电容(Gm-C)滤波器，其中，跨导放大器(Gm) 是将输入电压信号转换为电流信号的放大器。从此，片上集成有源滤波器中 有跨导放大器和电容组成的跨导-电容(Gm-C)有源滤波器是模拟滤波器设 计领域中一个热点研究方向。Gm-C有源滤波器具有高频特性好、可调谐性 强、电路综合能力好的特点。图1中所示为一个一阶全差分Gm-C积分器由 晶体管跨导(Gml)和负载电容组成积分器，其传输函数为
(1)<formula>formula see original document page 5</formula>
D， Amico在参考文献《Stefano D， Amico, Matteo Conta and AndreaBaschirotto, "A 4.1-mW 10-MHz Fourth-Order Source-Follower-Based Continuous-Time Filter With 79-dB DR，" IEEE Journal of Solid-State Circuits, pp. 2713-2719， Dec. 2006》中描述了基于源极跟随器的双二阶单元打破了传 统有源滤波器设计结构。图2中所示一个一阶基于源极跟随器积分器由源极 跟随器跨导(Gml)和负载电容组成积分器，其传输函数为
,=_^_ (2)
滤波器种类很多，分类方法也不同。(l)按照功能分低通、带通、 高通、带阻；(2)按照传输函数逼近方式分巴特沃斯、切比雪夫I、切 比雪夫II、椭圆、贝塞尔；(3)按照零极点结合方式分全极点型(巴特 沃斯、切比雪夫I、贝塞尔)、零极点型(切比雪夫II、椭圓)。零极点型 二阶低通滤波器(零极点型低通双二阶单元)传输函数如下
" ) (3)e。。
公式(3)中可知低通双二阶单元零极点型低通双二阶单元不仅要有复数极 点，而且要有复数共轭零点。，因此要求一个晶体管级双二阶单元中要有可 以综合复数极点的电路结构，而且具有能够实现复数共轭零点的电路结构。 D，Amico提出的基于源极跟随器的全PMOS双二阶单元和全NMOS双二阶 单元都是采用局部正反馈综合复数极点，只能实现全极点型的低通双二阶单 元，并且这种方法消耗电压余度使得这种结构很难在低电源电压下使用。低 通双二阶单元主要应用在采用级联法设计高阶低通滤波器中。在级联法设计 高阶低通滤波器中，所采用的低通双二阶单元的输入和输出共模电平相同易 于使用相同的低通双二阶单元直接级联实现高阶低通滤波器。有关有源滤波 器的相关知识可参考 Deliyannis， T.， Sun， Y.， and Fidler， J.， K.: 'Continuous-Time Active Filter Design' Boca Raton, FL: CRC, 1999。
上述用于实现Gm-C有源滤波的全差分Gm-C双二阶单元如图1所示，该 双二阶单元要求额外的共模反馈电路，检测输出共模电压，反馈信号调节电流源(Ib)的电流以稳定输出共模电压，这样就消耗了更多的功耗。参考文献 《Stefano D，Amico, Matteo Conta and Andrea Baschirotto, "A 4.1-mW 10-MHz Fourth-Order Source-Follower-Based Continuous-Time Filter With 79-dB DR,"IEEE Journal of Solid-State Circuits, pp. 2713-2719， Dec. 2006》描述的四阶《氐 通滤波器由两个低通双二阶单元级联实现，但是全PMOS双二阶单元和全 NMOS双二阶单元的输入共模电平不相等，所以要采用全PMOS双二阶单元和 全NMOS双二阶单元级联而不能只用全PMOS双二阶单元级联实现四阶低通 滤波器或不能只用全NMOS双二阶单元级联实现四阶低通滤波器。若采用 D，Amico提出的基于源极跟随器的全PMOS双二阶单元和全NMOS双二阶单 元实现更高阶低通滤波器，必须采用全PMOS双二阶单元和全NMOS双二阶 单元交替级联才能满足级间共模要求。
目前全差分Gm-C低通双二阶单元输入和输出共模电平相同易于直接级联 实现高阶低通滤波器，但是需要共模反馈电路消耗额外功耗。基于源极跟随器 的全PMOS双二阶单元和全NMOS双二阶单元存在的一些问题(1)基于源 极跟随器的全PMOS双二阶单元和全NMOS双二阶单元不需要共模反馈，但 是输入和输出共模电平不相等必须交替级联采用满足级间共模要求；(2)参考 文献《Stefano D，Amico, Matteo Conta and Andrea Baschirotto, "A4.1-mW 10-MHz Fourth-Order Source-Follower-Based Continuous-Time Filter With 79-dB DR,"IEEE Journal of Solid-State Circuits, pp. 2713-2719, Dec. 2006》描述的四阶低 通滤波器中全PMOS双二阶单元没有增益损失，而全NMOS双二阶单元有 3,5dB增益损失，该种结构的双二阶单元增益不能大于OdB; (3)基于源极跟随 器的全PMOS双二阶单元和全NMOS双二阶单元只适用于实现全极点型高阶 滤波器。
目前全PMOS双二阶单元和全NMOS双二阶单元是采用内部正反馈稳定 输出共模电平，而采用负反馈稳定输出共模电平的技术还没有应用到低通双二 阶单元中。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种双二阶单元，用于实现零极点型 高阶低通滤波器。
为实现上述目的，本发明提供了 一种用于实现零极点型高阶滤波器的混
合积分器双二阶单元，包括
一第一级跨导-电容积分器，包括两个PMOS晶体管和一个电容，用 于接收输入电压信号转换成电流信号，给电容充电，形成第一级积分器；
一第二级基于源极跟随器积分器，包括两个PMOS晶体管和一个电容， 用于将第一级积分器输出的电压信号转换成电流信号，给电容充电，形成第 二级积分器；
一反馈晶体管，包括两个NMOS晶体管，用于与所述两个积分器一起 综合复数极点，并控制输出共模电压；
一电流源，用于提供所述双二阶单元的支路电流；
一同相前馈电容元件，包括两个电容，用于确定混合积分器双二阶单元 的复数共轭零点特性。
本发明的实施例提供的这种用于实现零极点型高阶滤波器的混合积分 器双二阶单元，反馈晶体管与第二级基于源极跟随器积分器中的源极跟随器 形成负反馈环，与该积分器中的电容一起确定了双二阶单元传输函数中复数 极点，同相前馈电容元件用于确定双二阶单元传输函数中复数共轭零点。因 此该单元可以用于级联法设计零极点型高阶模拟滤波器；并且反馈晶体管与 第二级基于源极跟随器积分器中的源极跟随器形成负反馈环，稳定全差分结 构输出的直流工作点，因此不需要共模反馈电路，降低了滤波器单元功耗。
此外，本发明的双二阶单元可以使输入直流工作电压与输出直流工作电 压相同，易于采用级联设计方法实现高阶低通模拟滤波器。在第一级积分器 的输入晶体管的跨导值大于反馈晶体管的跨导值，该双二阶单元具有大于 0dB的直流增益。
图1为现有技术中一阶跨导-电容积分器的结构示意图2为现有技术中 一阶基于源极跟随器积分器的结构示意图3为本发明的实施例中用于实现零极点型高阶滤波器的混合积分器
双二阶单元的 一种实施例的结构示意图4为本发明的实施例中双二阶单元级联实现四阶椭圆型滤波器的示
意图5为采用本发明实施例提供的双二阶单元级联实现四阶椭圆型滤波 器的幅频曲线示意图。
具体实施例方式
本发明的实施例提供了 一种实现零极点型高阶低通滤波器的混合积分 器双二阶单元，由于该双二阶单元中结合了跨导-电容积分器(图l所示)
和基于源极跟随器积分器(图2所示)两种积分器，因此，该双二阶单元被 称为"混合积分器双二阶单元，，。该双二阶单元用于级联设计方法实现高阶 模拟滤波器，其结构中除了不需要共模反馈电路，还可以实现大于0dB的直 流增益。
为使本发明的目的、技术方案和优点更加清楚，下面结合附图对本发明 作进一步的详细描述。
图3是本发明实施例提供的用于实现零极点型高阶滤波器的混合积分 器双二阶单元的一种实施例的结构示意图，具体的电路描述如下
一第一级跨导-电容积分器，包括两个PMOS晶体管和一个电容，用 于接收输入电压信号转换成电流信号，给电容充电，形成第一级积分器；
一第二级基于源极跟随器积分器，包括两个PMOS晶体管和一个电容， 用于将第一级积分器输出的电压信号转换成电流信号，给电容充电，形成第 二级积分器；
一反馈晶体管，包括两个NMOS晶体管，用于与两个积分器一起综合复数极点，并控制输出共模电压；
一电流源，用于提供该双二阶单元的支路电流；
一同相前馈电容元件，包括两个电容，用于确定混合积分器双二阶单元 的复数共轭零点特性。
其中，所述第一级跨导-电容积分器具体包括
PMOS管110 (Mp3),用于接收输入电压信号转换成电流信号，该管 的斥册极才妄输入端102 (Vip),漏极标记为netl，源才及与衬底相连，标记为 net3;
PMOS管111 (Mp4),用于接收输入电压信号转换成电流信号，该管 的栅极接输入端104 ( Vin)，漏极标记为net2，源极与衬底接net3;
电容121(Cl),用于接收PMOS管110(Mp3 )和PMOS管111(Mp4) 输出的差分电流信号， 一端接netl,另一端接net2。
所述第二级基于源极跟随器积分器包括
PMOS管114 (Mpl),用于接收输入电压信号转换成电流信号，该管 的栅极接netl，漏+及接地电压GND，源极和衬底接输出端106 ( Vop);
PMOS管115 (Mp2),用于接收输入电压信号转换成电流信号，该管 的栅极接net2，漏极接地电压GND,源极和衬底接输出端108 (Von);
电容120 (C2),用于接收PMOS管114(Mpl )和PMOS管115(Mp2) 输出的差分电流信号， 一端4妄106,另一端"l妄108。
上述方案中，所述反馈晶体管包括
NMOS管112 (Mnl )，用于与两个积分器一起综合复数极点，并控制 输出共模电压，该管的栅极接106，漏极接netl，源极和衬底接地电压GND;
NMOS管113 (Mn2),用于与两个积分器一起综合复数极点，并控制 输出共模电压，该管的栅极接108,漏极接net2,源极和衬底接地电压GND。
上述方案中，所述电流源包括
电流源131(Ibl ),提供双二阶单元的支路电流，正端接电源电压VDD, 负端接net3;电流源130(Ib2 ),提供双二阶单元的支路电流，正端接电源电压VDD， 负端接106;
电流源132(Ib2), 4是供双二阶单元的支路电流，正端接电源电压VDD, 负端接108。
上述方案中，所述同相前馈电容元件包括
电容122 ( C3 )，用于确定混合积分器双二阶单元的复数共轭零点特性， 一端接102，另一端接108,电容值为C3;
电容123(C4)，用于确定混合积分器双二阶单元的复数共轭零点特性， 一端接104，另一端接106,电容值为C4。
在上述实现零极点型高阶滤波器的混合积分器双二阶单元中，同相前馈 电容元件用于确定该双二阶单元传输函数中复数共辄零点，可用于实现零极 点型低通滤波器。
反馈晶体管与第二级基于源极跟随器积分器中的源极跟随器形成负反 馈环，与积分器中的电容一起确定了双二阶单元传输函数中复数极点。稳定 全差分结构输出的直流工作点，因此不需要共模反馈电路。
在该双二阶单元中，可以使得该双二阶单元的输入直流工作电压与输出 直流工作电压相同，易于采用级联设计方法实现高阶模拟滤波器。并且在第 一级跨导-电容积分器的输入晶体管的跨导值大于反馈晶体管的跨导值，该 双二阶单元具有大于OdB的直流增益。级间差分电容元件121的值为C1/2, 级间差分电容元件120的值为C2/2。
为了更加详细的阐述本发明提出的用于实现零极点型滤波器的混合积 分器双二阶单元如何实现零极点型滤波器，下面进行定量的分析。如图3所
示，反馈晶体管与第二级基于源极跟随器积分器中的源极跟随器形成负反馈 环，与积分器中的电容一起确定了双二阶单元传输函数中复数极点，同相前 馈电容元件用于确定双二阶单元传输函数中复数共轭零点。忽略输出跨导、 晶体管的寄生电容，并且设Mp3和Mp4的跨导为gml,设Mpl和Mp2的 跨导为gm3，设Mnl和Mnl的跨导为gm2。可以得到滤波器传输函数c3+c2 qg^+cp
可以得到滤波器特性参数("。是极点特征频率，^是零点特征频率，Q 是品质因数，K是直流增益)为
采用级联i殳计方法,将两个本发明实施例提出的图3中的双二阶单元级 联实现四阶椭圆形滤波器，如图4所示。釆用SMIC (Semiconductor Manufacturing International Corporation中芯国际集成电路制造有卩艮公司) CMOS 0.18pm混合信号工艺仿真图4中四阶椭圓型滤波器，以验证本发明 的正确性。图5中描述的曲线是图4中采用本发明提出的双二阶单元级联实 现四阶椭圆型滤波器的幅频曲线，该曲线图的垂直坐标轴和水平坐标轴分别 表示以分贝(dB)为单位的幅度特性和相应的频率(Hz)。从该曲线可知 道实现了公式(3)的传输特性，进而验证了反馈晶体管与第二级基于源 极跟随器积分器中的源极跟随器形成负反馈环，与积分器中的电容一起确定 了双二阶单元传输函数中复数极点，而且在带外实现了复数共轭零点，使得 双二阶单元滤波器在带外衰减42dB。
针对本发明双二阶单元的实现，要注意(1 )可以设定公式(7 )中^ i/gm3 比值不同调整直流增益；(2)带外零点下陷程度受双二阶单元的非理想园 素影响，如晶体管的输出跨导和寄生电容。
总之，以上所述仅为本发明的较佳实施例而已，并非用于限定本发明的 保护范围。
权利要求
1、一种用于实现零极点型高阶滤波器的混合积分器双二阶单元，其特征在于，包括一第一级跨导-电容积分器，包括两个PMOS晶体管和一个电容，用于接收输入电压信号转换成电流信号，给电容充电，形成第一级积分器；一第二级基于源极跟随器积分器，包括两个PMOS晶体管和一个电容，用于将第一级积分器输出的电压信号转换成电流信号，给电容充电，形成第二级积分器；一反馈晶体管，包括两个NMOS晶体管，用于与所述两个积分器一起综合复数极点，并控制输出共模电压；一电流源，用于提供所述双二阶单元的支路电流；一同相前馈电容元件，包括两个电容，用于确定混合积分器双二阶单元的复数共轭零点特性。
2、 根据权利要求1所述的双二阶单元，其特征在于，所述第一级跨导 -电容积分器具体包括PMOS管(110),该管的栅极接输入端(102),漏极标记为netl,源 才及与衬底相连，标i己为net3;PMOS管(111)，该管的栅极接输入端(104),漏极标记为net2，源 极与衬底接net3;电容(121 ), —端接netl,另一端接net2,电容值为Cl/2。
3、 根据权利要求2所述的双二阶单元，其特征在于，所述第二级基于 源极跟随器积分器具体包括PMOS管(114),该管的栅极接netl，漏极接地电压，源极和村底接 输出端(106);PMOS管(115)，该管的栅极接net2,漏极接地电压，源极和衬底接 输出端(108);电容(120)， 一端接输出端(106)，另一端接输出端(108)，电容 值为C2/2。
4、 根据权利要求3所述的双二阶单元，其特征在于，所述反馈晶体管 具体包括NMOS管(112),该管的栅极接输出端(106),漏极接netl，源极和 衬底接地电压；NMOS管(113),该管的栅极接输出端(108)，漏极接net2，源极和 衬底接地电压。
5、 根据权利要求4所述的双二阶单元，其特征在于，所述电流源包括 电流源(131),正端4妄电源电压，负端4秦net3;电流源(130)，正端接电源电压，负端4妄输出端(106); 电流源(132)，正端接电源电压，负端接输出端(108)。
6、 根据权利要求5所述的双二阶单元，其特征在于，所述同相前馈电 容元件包括电容(122)， 一端接输入端(102)，另一端接输出端(108),电容 值为C3;电容(123)， 一端接输入端(104),另一端接输出端(106),电容 值为C4。
7、 根据权利要求1至6中任意一项所述的双二阶单元，其特征在于， 所述同相前馈电容元件用于确定该双二阶单元传输函数中复数共轭零点，能 够实现零极点型低通滤波器。
8、 根据权利要求1至6中任意一项所述的双二阶单元，其特征在于， 所述反馈晶体管与第二级基于源极跟随器积分器中的源极跟随器形成负反 馈环，与该积分器中的电容一起确定了该双二阶单元传输函数中复数极点。
9、 根据权利要求1至6中任意一项所述的双二阶单元，其特征在于， 所述双二阶单元的输入直流工作电压与输出直流工作电压相同。
10、 根据权利要求1至6中任意一项所述的双二阶单元，其特征在于，在所述第一级跨导-电容积分器的输入晶体管的跨导值大于所述反馈晶体管的跨导值，该双二阶单元具有大于0dB的直流增益。
11、根据权利要求1至6中任意一项所述的双二阶单元，其特征在于， 级间差分电容(121 )的值为C1/2,级间差分电容(120)的值为C2/2。
全文摘要
本发明公开了一种用于实现零极点型高阶滤波器的混合积分器双二阶单元，包括第一级跨导-电容积分器，接收输入电压信号转换成电流信号，给电容充电，形成第一级积分器；第二级基于源极跟随器积分器用于将第一级积分器输出的电压信号转换成电流信号，给电容充电，形成第二级积分器；反馈晶体管，用于与两个积分器一起综合复数极点，并控制输出共模电压；电流源，提供双二阶单元的支路电流；同相前馈电容元件，确定混合积分器双二阶单元的复数共轭零点特性。本发明提出的混合积分器双二阶单元，用于级联设计方法实现零极点型高阶模拟滤波器。该双二阶单元中除了不需要共模反馈电路，还可以实现大于0dB的直流增益。
文档编号H03H11/04GK101425793SQ200810227129
公开日2009年5月6日 申请日期2008年11月21日 优先权日2008年11月21日
发明者周玉梅, 勇 陈 申请人:中国科学院微电子研究所