专利名称：连续时间∑-△调制器及其补偿环路延迟的方法
技术领域：
本发明是有关于一种i:-A调制器，特别是有关于一种具有环路延迟补偿的e-a调制器。
技术背景e - a调制器可用于执行模数转换或数模转换。现有技术的i:-a调制器为离散时间S-a调制器，其可提供具有高分辨率及低频宽的输出信号。为提供 具有高分辨率及高频宽的输出信号，引入了连续时间(continuous-time) E-a 调制器。然而，由于反馈回路中的信号延迟，连续时间E-a调制器会产生不稳定的输出信号。因此，对于连续时间i:-A调制器的环路延迟，需要提供一种解决方法，以提供具有高稳定性的连续时间e - a调制器。请参阅图1A，图lA为现有技术二阶的连续时间i:-a调制器100的方块 示意图。E-a调制器100包含两个积分器(integrators) 104与108，两个加 法级(summation stage) 102与106，两个数模转换器(Digital Analog Converter, 以下简称为DAC) 112与114以及一个量化器110。由于S-a调制器100是 二阶E-a调制器，其包含两个串联连接的积分器104与108。积分器104与 108根据模拟输入信号Vin产生模拟输出信号V。p。量化器110量化模拟输入 信号Vin，以产生数字输出信号D。ut，作为S-a调制器100的输出。接着，数 字输出信号D。ut通过DAC112与114由数字信号转换为模拟信号。并且，数 字输出信号D。ut被反馈，由加法级102与106分别从积分器104与108的输 入信号中减去由数字输出信号D。ut转换而来的模拟信号。请参阅图1B。图1B为二阶的连续时间E-A调制器100的实际(physical) 电路150的方块示意图。E-A调制器100的积分器104、 108与加法级102、106实际上形成了电路170，电路170包含两个运算放大器172与174。电路 150的量化器160与DAC 162、 164，分别对应于E-A调制器100的量化器 110与DAC112、 114。反馈回路将数字输出信号D。ut反馈至加法级102、 106。然而，此反馈回 路经常延迟反馈数字输出信号D。ut几百纳秒的延迟周期，此种情况被称为环 路延迟(loopdday)。过度的环路延迟由图1B中的反馈回路的延迟模块180 的延迟时间T表示。环路延迟会对系统的稳定性产生不良影响。请参阅图1A。 反馈回路中的模块，例如量化器110与DACU2、 114会延迟反馈回路中的数 字输出信号D。ut。如果环路延迟超过约800纳秒的临界值，则E-A调制器IOO 成为不稳定系统，并且会极大地降低输出信号D。ut的信噪比(signal-to-noise ratio)。为补偿反馈回路中的环路延迟， 一个额外的反馈路径被加入，以补偿量 化器的输入信号。请参阅图2A。图2A为i:-A调制器200的方块示意图。这 个E- A调制器200具有用以补偿环路延迟的补偿反馈路径230。 S- A调制器 200包括加法级202、 206，积分器204、 208， DAC 212、 214，量化器210， 及用以补偿环路延迟的补偿反馈路径230。补偿反馈路径230包含DAC 232 与加法级234。 DAC232将数字输出信号D。ut从数字信号转换为模拟信号，以 取得反馈信号VF。接着，加法级234从积分器208产生的模拟输出信号V。p 中，减去反馈信号VF，以取得补偿信号V。p'，以作为量化器210的输入。由 于量化器210的输入信号V。p，已被补偿环路延迟，因此量化器210的输出信 号D。ut是稳定的，且具有较高的信噪比。增加补偿反馈路径230的原理阐明如下。请一并参阅图1A，图1B及图 2A。假设没有环路延迟的S-A调制器100的噪声转换函数为n(z)/d(z)。假若 将引起环路延迟的延迟模块180加到i:-A调制器IOO上，则得到E-A调制器 100的实际电路150，实际电路150的噪声转换函数可用下式表示其中，Td为环路延迟。高阶项[A(Td)^+B(Td)Z+CCCd)]会引起系统不稳定。假如将补偿反馈路径230加到S-A调制器150，用以获得E-A调制器200， 则i:-A调制器200的噪声转换函数可用下式表示".其中，af为反馈回路的增益。因此，由于补偿反馈路径230引入的新项[-3fXd(Z)XZ"]抵消了高阶项[A(Td)Z^BCCd)Z+C(Td)]的影响，从而达到补偿环路延迟的效果。虽然补偿反馈路径230补偿了 E- A调制器200的环路延迟，但是补偿反 馈路径230的硬件成本昂贵。请参阅图2B。图2B为图2A所示的E-A调制 器200的实际电路250的示意图。实际电路250包含运算放大器272、 274， DAC 262、 264、量化器260与电路280。补偿反馈路径230由电路280执行 其功能。电路280包含DAC 282与运算放大器284。运算放大器284为复杂 电路，并且需要大量电流才可以运转，从而增加了E-A调制器200的电路设 计复杂度，并增大了功率消耗。因此，找出一种具有低电路复杂度及低功率消耗的补偿连续i:-A调制器的环路延迟的方法是非常必要的。发明内容为解决上述补偿连续E-A调制器的环路延迟方法及装置电路复杂度高， 功率消耗大的问题，本发明提出一种连续时间E - A调制器及补偿连续时间A 调制器的方法，具有低电路复杂度及低功率消耗。本发明提供一种连续时间(continous-time) S-A调制器。此E-A调制器 包含一系列的积分器，量化器与环路延迟补偿电路。积分器以串联方式连接， 用以根据模拟输入信号产生模拟输出信号。量化器耦接积分器串联中具有最 高阶次的最后积分器，用以根据参考电压量化模拟输出信号，以产生数字输出信号，作为连续时间i:-A调制器的输出。环路延迟补偿电路耦接量化器，用以根据数字输出信号，调整量化器的参考电压，以补偿连续时间S-A调制器的环路延迟。本发明还提供一种补偿环路延迟的方法，用于连续时间Z-A调制器。连 续时间S-a调制器的一系列的积分器的最后积分器产生模拟输出信号。该方法包含根据参考电压量化模拟输出信号，以产生数字输出信号，作为连续 时间E-A调制器的输出；以及根据数字输出信号调整参考电压，以补偿连续时间E- A调制器的环路延迟。本发明又提供一种环路延迟补偿电路，耦接连续时间S-a调制器的量化器，用以根据量化器的数字输出信号调整量化器的参考电压，以补偿连续时间i:-a调制器的环路延迟。上述连续时间s - a调制器，环路延迟补偿电路及补偿连续时间i:- a调制器的环路延迟的方法，通过调整参考电压，补偿连续时间S-a调制器环路延迟，从而降低了补偿环路延迟的成本及功率消耗。
图IA为现有技术二阶的连续时间E-A调制器的方块示意图。图IB显示图lA中二阶连续时间i:-A调制器的实际电路的方块示意图。图2A为具有用以补偿环路延迟的补偿反馈路径的E-A调制器的方块示意图。图2B为图2A所示的E-a调制器的实际电路的示意图。图3为具有补偿反馈回路的连续时间i:-A调制器的方块示意图。图4为本发明一实施方式的具有环路延迟补偿电路的连续时间E-A调制 器的示意图。图5为本发明一实施方式的环路延迟补偿电路的方块示意图。
具体实施方式
为让本发明的上述和其它目的、特征、和优点能更明显易懂，下文特举 出较佳实施方式，并配合附图，作详细说明如下-请参阅图3。图3为具有补偿反馈回路的连续时间E-A调制器300的方 块示意图。E-A调制器300包含积分器304、 308，加法级302、 306、数模转 换器(Digital Analog Converter,以下简称为DAC) 312、 314与补偿反馈回路 (compensation feedback loop) 330。具有最高阶次的最后一个积分器308产 生模拟输出信号V。p。补偿反馈回路330包含DAC 332、加法级334与量化器 310，用以补偿E-A调制器300的环路延迟(loop delay) 。 DAC 332将数字 输出信号D。ut从数字信号转换为模拟信号以取得反馈信号VF。加法级334从 模拟输出信号V。p中减去反馈信号VF，以取得补偿信号V。p'。接着，量化器 310根据参考电压VREF量化补偿信号V。p'，以取得数字输出信号D。ut，以作为 S-A调制器300的最终输出。因为补偿信号V。p'为从模拟输出信号V。p中减去反馈信号Vf取得，所以 由加法级334所产生的补偿信号V。p，可表示为(V。p-VF)。接着，量化器310比 较补偿信号(V。p-V。与参考信号VreF。假如补偿信号(V。p-Vp)大于参考信号 VREF，则量化器310输出数值1，作为数字输出信号D。ut。否则，假如补偿信 号(V。p-Vp)小于参考信号VreF，则量化器310输出数值0，作为数字输出信号 D。ut。由此，量化器310根据函数
的僮是否大于O来决定数字 输出信号D。ut的值。函数[(V。p-VF)-VREF]可改写为[V。p-(VF+VREF)]。假如将随着反馈信号Vf改 变的电压(VF+VREF)表示为新的参考电压Vref，，则函数[(V。p-VF)-VREF]可表示 为[V。p-VREF']。所以， 一个根据函数[V。p-VREF']运行的新的环路延迟补偿电路被引入。新的环路延迟补偿电路可代替原始补偿反馈回路330的DAC 332， 加法级334与量化器310。新的环路延迟补偿电路为量化器。此量化器根据新参考电压VREF'量化模拟输出信号V。p，以取得数字输出信号D。ut，其中新参考电压Vref'根据从数字瑜出信号D。ut转换而来的反馈信号Vp进行调整。因为新参考电压Vref'等于(Vf+Vref)，并且反馈信号Vp是从数字输出信号D。ut转换得到，因此新参考电压VREF，的变化与数字输出信号D。ut成比例。请参阅图4。图4为本发明一实施方式的连续时间i:-A调制器400的方 块示意图。E-A调制器400具有环路延迟补偿电路410。连续时间i:-A调制 器400包含DAC462、 464，电路470，量化器460与环路延迟补偿电路410。 连续时间i:-A调制器400的电路470包含运算放大器472、 474，用于实现一 系列的(a series of)积分器与一系列的加法级的功能，如图3中，连续时间 i:-A调制器300的积分器304、 308与加法级302、 306的功能。2-A调制器 400还包含DAC 462与DAC 464。电路470的一系列的积分器根据模拟输入 信号Vin与从数字输出信号D。ut转换而来的反馈信号，产生模拟输出信号V。p。 在具有最高阶次的最后积分器产生模拟输出信号V。p后，量化器460根据参考 电压VREF，量化模拟输出信号V。p，以取得数字输出信号D。ut，作为S- A调制 器400的最终输出。环路延迟补偿电路410根据数字输出信号D。ut，调整量化器460的参考电 压VREF'，以补偿i:-A调制器400的环路延迟。在一实施方式中，环路延迟补 偿电路410包含N对1编码电路(N-to-l coding circuit) 412及参考电压选择 电路(reference voltage selection circuit) 414。假设数字输出信号D叫t有N个 值。N对l编码电路412首先产生N个选择信号Sb S2， ...， SN，在这N个选 择信号S1,S2,...,SN之中，根据数字输出信号D。ut的值，只有一个选择信号被 使能。接着，参考电压选择电路414产生对应于被使能的选择信号的电压等 级(voltage level)，作为参考电压vref，。因此，参考电压Vref'根据数字瑜 出信号D。ut的值被调整。因为量化器460为根据调整后参考电压Vref'来量化 模拟输出信号V。p，以取得数字输出信号D。ut，所以数字输出信号D。ut中的反 馈路径中发生的环路延迟部分得到补偿。请参阅图5。图5为本发明一实施方式的环路延迟补偿电路500的方块示 意图。环路延迟补偿电路500包含N对1编码电路502与参考电压选择电路504。假设数字输出信号D。ut为N比特温度计码(thermometercode) 。 N对l 编码电路502为逻辑电路。此逻辑电路将数字输出信号Dw的N比特温度计 码转换为N选1码(one-of-Ncode)以作为选择信号Sb S2， ...， SN。由此， 根据数字输出信号D。ut，仅使能一个选择信号。参考电压选择电路504包含串 联连接在电压源Vs与地电位-Vs之间的N+l个电阻。N+l个电阻中的每两个 电阻间，由N个耦合节点521， 522, ...,52N其中之一连接。节点521, 522，..., 52N的电压，分别反应对应于数字输出信号D。ut的N个值的参考电压。在N 对1编码电路502产生选择信号S,，S2， ...，Sn后，接着，使能的选择信号将N 个节点的其中之一连接至参考电压选择电路504的输出节点，由此，输出选择节点的电压作为参考电压vref'。请参阅图4。由量化器460与环路延迟补偿电路410之间相互协作的程序 所驱动，S-A调制器400的环路延迟的补偿过程与图2B所示的E-A调制器 200的实际电路250的补偿过程相似。然而，图2B所示的实际电路250更包 含另外的运算放大器284。运算放大器284具有复杂的电路设计，并且需要额 外的电流来进行运作。图5所示的环路延迟补偿电路500仅包含被动电路组 件。被动电路组件具有更简单的电路设计，并且需要较少的电流来进行运作。 因此，与图2B所示的现有技术的E-A调制器200的实际电路250比较，本 发明的E-A调制器400包含具有更低成本与更低功率消耗的环路延迟补偿电 路。虽然本发明已以实施方式揭露如上，但是对于本领域的技术人员，依据 本发明实施方式的思想，在具体实施方式
及应用范围上均会有改变之处，综 上所述，本说明书内容不应理解为对本发明的限制。
权利要求
1.一种连续时间∑-Δ调制器，其特征在于，该∑-Δ调制器包含多个积分器，以串联方式连接，用以根据模拟输入信号产生模拟输出信号；量化器，耦接该多个串联的积分器中具有最高阶次的最后积分器，用以根据参考电压量化该模拟输出信号，以产生数字输出信号，作为该连续时间∑-Δ调制器的输出；以及环路延迟补偿电路，耦接该量化器，用以根据该数字输出信号调整该量化器的该参考电压，以补偿该连续时间∑-Δ调制器的环路延迟。
2. 如权利要求i所述的连续时间i:-A调制器，其特征在于，该环路延迟补偿电路调整该参考电压的方式为，使该参考电压的变化与该数字输出信号 成比例。
3. 如权利要求i所述的连续时间i:-A调制器，其特征在于，该数字输出信号具有N个值，并且该环路延迟补偿电路包含N对l编码电路，耦接该量化器，用以根据该数字输出信号，使能N个 选择信号的其中之一；以及参考电压选择电路，耦接该N对1编码电路，用以产生对应于该使能的 选择信号的电压等级，以作为该参考电压。
4. 如权利要求3所述的连续时间i:-A调制器，其特征在于，该数字输出信号为N比特温度计码，并且，该N对1编码电路将该N比特温度计码转换 为N选1码，以作为该N个选择信号。
5. 如权利要求3所述的连续时间E-A调制器，其特征在于，该参考电压 选择电路包含，在电压源与地电位之间串联的N+1个电阻，并且，该N个选 择信号选择连接在该N+1个电阻中的两个电阻之间的N个节点其中之一，以输出该选择节点的电压作为该参考电压。
6. 如权利要求1所述的连续时间E-A调制器，其特征在于，该连续时间i:-A调制器包含反馈回路，该反馈回路将该数字输出信号反馈至该多个积分 器，并且，.该环路延迟产生于该反馈回路中。
7. —种补偿环路延迟的方法，用于连续时间Z-A调制器，其中该连续时 间E- A调制器的一系列的多个积分器的最后积分器产生模拟输出信号，该方 法包含根据参考电压量化该模拟输出信号，以产生数字输出信号，作为该连续 时间i:-A调制器的输出；以及根据该数字输出信号调整该参考电压，以补偿该连续时间E - A调制器的 环路延迟。
8. 如权利要求7所述的补偿环路延迟的方法，其特征在于，该调整该参 考电压的方式为，使该参考电压的变化与该数字输出信号成比例。
9. 如权利要求7所述的补偿环路延迟的方法，其特征在于，该数字输出 信号具有N个值，并且该调整该参考电压的步骤更包含根据该数字输出信号使能N个选择信号其中之一；以及根据该使能的选择信号产生该参考电压。
10. 如权利要求9所述的补偿环路延迟的方法，其特征在于，该数字输出 信号为N比特温度计码，以及该N个选择信号为从该N比特温度计码转换而 来的N选1码。
11. 如权利要求9所述的补偿环路延迟的方法，其特征在于，参考电压选 择电路包含，在电压源与地电位之间串联的N+1个电阻，N个节点分别连接 于该N+1个电阻的其中两个电阻，并且该产生该参考电压的步骤更包含根据该N个选择信号选择N个节点其中之一；以及 输出该选择节点的电压作为该参考电压。
12. 如权利要求7所述的补偿环路延迟的方法，其特征在于，该连续时间 i:-A调制器的反馈回路将该数字输出信号反馈至该多个积分器，并且，该环 路延迟产生于该反馈回路中。
13. —种环路延迟补偿电路，耦接连续时间E-A调制器的量化器，其特 征在于，用以根据该量化器的数字输出信号调整该量化器的参考电压，以补偿该连续时间E - A调制器的环路延迟。
14. 如权利要求13所述的环路延迟补偿电路，其特征在于，该环路延迟 补偿电路调整该参考电压的方式为，使该参考电压的改变与该数字输出信号 成比例。
15. 如权利要求13所述的环路延迟补偿电路，其特征在于，该连续时间i:-A调制器的一系列的多个积分器的最后积分器产生模拟输出信号，并且，该量化器根据该参考电压量化该模拟输出信号，以产生该数字输出信号作为 该连续时间S - A调制器的输出。
16. 如权利要求13所述的环路延迟补偿电路，其特征在于，该数字输出 信号具有N个值，并且该环路延迟补偿电路更包含N对l编码电路，耦接该量化器，用以根据该数字输出信号，使能N个 选择信号其中之一；以及参考电压选择电路，耦接该N对1编码电路，用以产生对应于该使能的 选择信号的电压等级，作为该参考电压。
17. 如权利要求16所述的环路延迟补偿电路，其特征在于，该数字输出 信号为N比特温度计码，并且该N对1编码电路将该N比特温度计码转换为 N选l码，作为该N个选择信号。
18. 如权利要求16所述的环路延迟补偿电路，其特征在于，该参考电压 选择电路包含在电压源与地电位之间串联的(N+l)个电阻，N个节点分别连 接于该(N+l)个电阻的其中两个电阻，并且该选择信号选择的该N个节点 其中之一的电压电位被输出作为该参考电压。
19. 如权利要求15所述的环路延迟补偿电路，其特征在于，该连续时间 !>△调制器包含反馈回路，用以反馈该数字输出信号至该多个积分器，并且 该环路延迟产生于该反馈回路中。
全文摘要
本发明提供一种连续时间∑-Δ调制器及其补偿环路延迟的方法，该∑-Δ调制器包含一系列的积分器，量化器与环路延迟补偿电路。积分器串联连接，用以根据模拟输入信号产生模拟输出信号。量化器根据参考电压量化模拟输出信号，以产生数字输出信号，作为连续时间∑-Δ调制器的输出。环路延迟补偿电路，根据数字输出信号，调整量化器的参考电压，以补偿连续时间∑-Δ调制器的环路延迟。上述连续时间∑-Δ调制器，通过调整参考电压，补偿连续时间∑-Δ调制器环路延迟，从而降低了补偿环路延迟的成本及功率消耗。
文档编号H03M3/02GK101404503SQ20081000341
公开日2009年4月8日 申请日期2008年1月11日 优先权日2007年10月4日
发明者林宗贤, 翁展翔 申请人:联发科技股份有限公司;汪重光