专利名称：分频电路和使用其的多模式无线电设备的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及一种由多个分频器构成的分频电路，以及可以通过利用分频电路来切换频率而使用多个无线电系统的多模式无线电设备。
背景技术：
在专利文献1中描述了一种现有技术的多模式无线电设备。图14示出了在专利文献1中所描述的、与无线电系统A和无线电系统B兼容的现有技术的多模式无线电设备的配置示例。
在图14中，在无线电系统A和无线电系统B之间共享天线901。天线901连接到无线电系统A的双工器902和无线电系统B的双工器903。在发送系统中，同相基带发送信号从同相基带输入端916输入到低通滤波器914。该同相基带发送信号由正交调制器913调制，并且变成同相中频发送信号。正交基带发送信号从正交基带输入端917输入到低通滤波器915。该正交基带发送信号由正交调制器913调制，并且变成正交中频发送信号。该同相中频发送信号和正交中频发送信号由可变增益放大器912放大，并且通过低通滤波器911去除不必要的频率分量。该同相中频发送信号和正交中频发送信号由发送混频器910进行上变换，并且受到可变增益放大器909的增益控制，并且变成无线电系统A或无线电系统B的发送信号。当多模式无线电设备使用无线电系统A运行时，高频开关908连接到功率放大器906。当多模式无线电设备使用无线电系统B运行时，高频开关908连接到功率放大器907。通过隔离器904和双工器902，从天线901发送无线电系统A的发送信号，而通过隔离器905和双工器903，从天线901发送无线电系统B的发送信号。
在接收系统中，当多模式无线电设备使用无线电系统A运行时，在天线901上接收的无线电系统A的接收信号通过双工器902而由低噪声放大器919来放大。所放大的接收信号经历接收混频器921的频率变换，并且然后通过对应于接收频率的中频滤波器923，并且变成中频接收信号。该中频接收信号通过中频开关925而输入到可变增益放大器926。当多模式无线电设备使用无线电系统B运行时，在天线901上接收的无线电系统B的接收信号通过双工器903而由低噪声放大器920来放大。所放大的接收信号经历接收混频器922的频率变换，并且然后通过对应于接收频率的中频滤波器924，并且变成中频接收信号。该中频接收信号通过中频开关925而输入到可变增益放大器926。所放大的中频接收信号通过正交解调器927来解调，并且变成同相基带接收信号和正交基带接收信号。该同相基带接收信号通过低通滤波器928，并且从同相基带输出端930输出。该正交基带接收信号通过低通滤波器929，并且从正交基带输出端931输出。
第一本地振荡器918输出对应于无线电系统A和无线电系统B的发送本地振荡信号到发送混频器910。第一本地振荡器918输出对应于无线电系统A和无线电系统B的接收本地振荡信号到接收混频器921和922。第二本地振荡器933通过分频部分936输出调制本地振荡信号到正交调制器913。第二本地振荡器933输出解调本地振荡信号到正交解调器927。
分频部分936由多个分频器和多个开关组成，所述多个开关用于设置对应于无线电系统A的调制本地振荡信号和解调本地振荡信号以及无线电系统B的调制本地振荡信号和解调本地振荡信号的分频计数。分频器951对应于无线电系统A的调制本地振荡信号。分频器952对应于无线电系统B的调制本地振荡信号。分频器951和分频器952由开关955来切换。分频器953对应于无线电系统A的解调本地振荡信号。分频器954对应于无线电系统B的解调本地振荡信号。分频器953和分频器954由开关956来切换。在无线电系统A的操作时间，开关955连接到分频器951，并且开关956连接到分频器953。在无线电系统B的操作时间，开关955连接到分频器952，并且开关956连接到分频器954。多模式无线电设备包括与所覆盖的无线电系统的数量以及调制和解调组合的数量一样多的分频器。当开关切换分频器时，现有技术的多模式无线电设备可以在使用不同频带的多个无线电系统之间切换，而不需要增加本地振荡器的数量。
作为共享和组合分频器的一个例子，包含用于划分本地振荡器的输出的第一分频器和用于划分第一分频器的输出的第二分频器。假定第一分频器的输出对应于第一无线电系统，而第二分频器的输出对应于第二无线电系统。分频器输入具有90度相位差的同相本地振荡信号和正交本地振荡信号到正交调制器和正交解调器。为了获得第一分频器的输出，第二分频器连接到第一分频器的同相本地振荡信号输出和正交本地振荡信号输出之一。这里，假定第一分频器的同相本地振荡信号输出连接到第二分频器。当多模式无线电设备使用第一无线电系统工作时，第二分频器不需要运行，并且可以由开关来关闭。然而，在实际电路中，难于在IC中实现一个断路/短路开关(open/shortswitch)，并且通过电流控制来开启/停止电路操作(非专利文献1)。
专利文献1JP-A-9-261106(第4-5页，图2)非专利文献1“Analog IC no kinou kairo sekkei nyuumon”，AOKIHidehiko，CQ Shuppansha著，第168页。
发明内容
然而，在(专利文献1)中、如上所示的现有技术的配置中，需要和由多模式无线电设备所覆盖的无线电系统的数量一样多的分频器。而且，通过组合使用2-分频电路和3-分频电路来提供具有正分频计数的分频器，因此，具有增加了电路规模的问题。本发明的一个目的是通过在设置关于现有技术的配置的分频器的分频计数的过程中共享和组合分频器来缩小电路规模。
顺便提及，在(专利文献1)中、如上所示的现有技术的配置中，包含用于划分本地振荡器的输出的第一分频器和用于划分第一分频器的输出的第二分频器，并且通过如在(非专利文献1)中所示的电流控制来启动/停止电路操作。被关断的电路连接到接通的路径以作为负载，并且影响接通的路径。当第一分频器的输出被输入到正交调制器或正交解调器时，影响被关断的第二分频器。因此，在第一分频器的同相本地振荡信号和正交本地振荡信号之间的90度相位差中出现误差。输入到正交调制器和正交解调器的同相本地振荡信号和正交本地振荡信号需要以高精度保持在它们之间的90度相位差。然而，如果共享和组合分频器，则由于被关断的电路而导致第一分频器输出端的阻抗对称性变坏，并且出现相位误差；这是一个问题。本发明意欲解决现有技术中的上述问题，并且本发明的一个目的是提供一种通过共享分频器和消除输出相位误差来缩小和简化其电路规模的多模式无线电设备。
为了解决现有技术中的上述问题，本发明的第一分频电路是一种如下所述的分频电路，所述分频电路包括第一分频器，用于划分本地振荡器的输出并且输出第一同相本地振荡信号和第一正交本地振荡信号；第二分频器，其连接到所述第一同相本地振荡信号输出，用于划分所述第一同相本地振荡信号并且输出第二同相本地振荡信号和第二正交本地振荡信号；以及相位校正部件，用于将所述第一同相本地振荡信号和所述第一正交本地振荡信号之间的相位差保持在90度。使得有可能共享和组合分频器，并且可以保持电路规模较小并且简化电路规模。
本发明的第二分频电路是一种如下所述的分频电路，所述分频电路包括第一分频器，用于划分本地振荡器的输出并且输出第一同相本地振荡信号和第一正交本地振荡信号；第二分频器，其连接到所述第一正交本地振荡信号输出，用于划分所述第一正交本地振荡信号并且输出第二同相本地振荡信号和第二正交本地振荡信号；以及相位校正部件，用于将所述第一同相本地振荡信号和所述第一正交本地振荡信号之间的相位差保持在90度。使得有可能共享和组合分频器，并且可以保持电路规模较小并且简化电路规模。
本发明的第三分频电路是一种如下所述的分频电路其中在本发明的第一分频电路中，所述相位校正部件包括虚拟(dummy)电路，其连接到第一正交本地振荡信号输出并且具有等于所述第二分频器的输入阻抗的输入阻抗。使得有可能共享和组合分频器，可以缩小和简化电路规模，并且包含具有和第二分频器的输入阻抗相等的输入阻抗的所述虚拟电路，由此，可以高精度地保持在第一同相本地振荡信号和第一正交本地振荡信号之间的相位差。
本发明的第四分频电路是一种如下所述的分频电路其中在本发明的第二分频电路中，所述相位校正部件包括虚拟电路，其连接到第一同相本地振荡信号输出并且具有等于所述第二分频器的输入阻抗的输入阻抗。使得有可能共享和组合分频器，可以缩小和简化电路规模，并且包含具有和第二分频器的输入阻抗相等的输入阻抗的所述虚拟电路，由此，可以高精度地保持在第一同相本地振荡信号和第一正交本地振荡信号之间的相位差。
本发明的第五分频电路是一种如下所述的分频电路其中，在本发明的第一或第二分频电路中，所述相位校正部分包括控制部分，用于控制所述第一分频器的同相输出放大器和所述第一分频器的正交输出放大器的电流，使得有可能共享和组合分频器，可以缩小和简化电路规模，并且控制同相输出放大器和正交输出放大器的电流，以便可以高精度地保持在第一同相本地振荡信号和第一正交本地振荡信号之间的相位差。
本发明的第六分频电路是一种如下所述的分频电路其中，在本发明的第一分频电路中，所述相位校正部件包括控制部分，用于控制连接到所述第一正交本地振荡信号输出的虚拟电路、所述第一分频器的同相输出放大器、和所述第一分频器的正交输出放大器的电流。使得有可能共享和组合分频器，可以缩小和简化电路规模，并且包含具有和第二分频器的输入阻抗相等的输入阻抗的所述虚拟电路，并且控制同相输出放大器和正交输出放大器的电流，以便可以高精度地保持在第一同相本地振荡信号和第一正交本地振荡信号之间的相位差。
本发明的第七分频电路是一种如下所述的分频电路其中，在本发明的第二分频电路中，所述相位校正部件包括控制部分，用于控制连接到所述第一同相本地振荡信号输出的虚拟电路、所述第一分频器的同相输出放大器、和所述第一分频器的正交输出放大器的电流。使得有可能共享和组合分频器，可以缩小和简化电路规模，并且包含具有和第二分频器的输入阻抗相等的输入阻抗的所述虚拟电路，并且控制同相输出放大器和正交输出放大器的电流，以便可以高精度地保持在第一同相本地振荡信号和第一正交本地振荡信号之间的相位差。
所述虚拟电路可以是包括电阻器和电容器的电路，可以是具有和所述第二分频器的输入放大器相同的电路配置的放大器，或可以具有和所述第二分频器的输入放大器的一部分相同的电路配置。
当所述虚拟电路具有和第二分频器的输入放大器相同的电路配置时，所述控制部分可以控制所述输入放大器和所述虚拟电路的电流。
本发明的第一多模式无线电设备是包括上述分频电路中的任何一种的多模式无线电设备，并且包括本地振荡器，用于输出本地振荡信号到所述第一分频器；第一正交调制器，其中向其输入所述第一同相本地振荡信号和所述第一正交本地振荡信号，所述第一正交调制器用于对同相基带发送信号和正交基带发送信号执行正交调制，并且输出具有第一频率的第一发送信号；以及第二正交调制器，其中向其输入所述第二同相本地振荡信号和所述第二正交本地振荡信号，所述第二正交调制器用于对所述同相基带发送信号和所述正交基带发送信号执行正交调制，并且输出具有第二频率的第二发送信号。使得有可能在发送系统中共享和组合分频器，可以缩小和简化电路规模。
所述多模式无线电设备还包括控制部分，其连接到所述第二分频器、所述第一正交调制器、和所述第二正交调制器，用于在发送所述第一发送信号的模式和发送第二发送信号的模式之间切换模式。
本发明的第二多模式无线电设备是如下所述的多模式无线电设备所述多模式无线电设备包括上述分频电路中的任何一种，并且包括本地振荡器，用于输出本地振荡信号到所述第一分频器；第一正交解调器，其中向其输入所述第一同相本地振荡信号和所述第一正交本地振荡信号，所述第一正交解调器用于对具有第一频率的第一接收信号执行正交解调并且输出同相基带接收信号和正交基带接收信号；以及第二正交解调器，其中向其输入所述第二同相本地振荡信号和所述第二正交本地振荡信号，所述第二正交解调器用于对具有第二频率的第二接收信号执行正交解调并且输出同相基带接收信号和正交基带接收信号。使得有可能在接收系统中共享和组合分频器，可以缩小和简化电路规模。
所述多模式无线电设备还包括控制部分，其连接到所述第二分频器、所述第一正交解调器、和所述第二正交解调器，用于在接收所述第一接收信号的模式和接收第二接收信号的模式之间切换模式。
本发明的第三多模式无线电设备是如下所述的多模式无线电设备所述多模式无线电设备包括上述分频电路中的任何一种，并且包括本地振荡器，用于输出本地振荡信号到所述第一分频器；第一正交调制器，其中向其输入所述第一同相本地振荡信号和所述第一正交本地振荡信号，所述第一正交调制器用于对同相基带发送信号和正交基带发送信号执行正交调制，并且输出具有第一频率的第一发送信号；第二正交调制器，其中向其输入所述第二同相本地振荡信号和所述第二正交本地振荡信号，所述第二正交调制器用于对所述同相基带发送信号和所述正交基带发送信号执行正交调制，并且输出具有第二频率的第二发送信号；第一正交解调器，其中向其输入所述第一同相本地振荡信号和所述第一正交本地振荡信号，所述第一正交解调器用于对具有第一频率的第一接收信号执行正交解调并且输出同相基带接收信号和正交基带接收信号；以及第二正交解调器，其中向其输入所述第二同相本地振荡信号和所述第二正交本地振荡信号，所述第二正交解调器用于对具有第二频率的第二接收信号执行正交解调并且输出同相基带接收信号和正交基带接收信号。使得有可能在发送接收系统中共享和组合分频器，可以缩小和简化电路规模。
所述多模式无线电设备还可以包括控制部分，其连接到所述第二分频器、所述第一正交调制器、所述第二正交调制器，所述第一正交解调器、和所述第二正交解调器，用于在发送所述第一发送信号和接收所述第一接收信号的模式和发送第二发送信号和接收所述第二接收信号的模式之间切换模式。
根据本发明的多模式无线电设备，可以提供其电路规模被缩小和简化的多模式无线电设备。
图1是示出在本发明的第一实施例中的多模式无线电设备的配置的图。
图2是示出在本发明的第一实施例中的电流控制方法的电路图。
图3是示出在本发明的第一实施例中的多模式无线电设备的分频部分的配置的图。
图4是示出在本发明的第二实施例中的多模式无线电设备的配置的图。
图5是示出在本发明的第二实施例中的多模式无线电设备的分频部分的配置的图。
图6是示出在本发明的第三实施例中的多模式无线电设备的配置的图。
图7是示出在本发明的第三实施例中的多模式无线电设备的分频部分的配置的图。
图8是示出在本发明的第三实施例中的分频器601的输入放大器的电路配置的图。
图9是示出在本发明的第四实施例中的多模式无线电设备的配置的图。
图10是示出在本发明的第四实施例中的多模式无线电设备的分频部分的配置的图。
图11是示出在本发明的第四实施例中的分频器701的同相输出放大器的电路配置的图。
图12是示出在本发明的第五实施例中的多模式无线电设备的配置的图。
图13是示出在本发明的第五实施例中的多模式无线电设备的分频器的配置的图。
图14是示出在现有技术中的多模式无线电设备的配置的图。
参考标号的说明
1、天线2、双工器3、双工器4、功率放大器5、功率放大器6、正交调制器7、正交调制器8、同相基带输入端9、正交基带输入端10、低噪声放大器11、低噪声放大器12、正交解调器13、正交解调器14、低通滤波器15、低通滤波器16、同相基带输出端17、正交基带输出端18、本地振荡器19、分频器20、分频器21、虚拟电路22、分频部分23、控制部分31、低噪声放大器32、低噪声放大器33、接收混频器34、接收混频器35、正交解调器36、正交解调器37、虚拟电路38、分频器
39、虚拟电路40、分频器100、多模式无线电设备201、晶体管202、晶体管203、电阻器204、电阻器205、晶体管206、电流控制端301、输入放大器302、触发电路303、触发电路304、同相输出放大器305、正交输出放大器306、输入放大器307、触发电路308、触发电路309、同相输出放大器310、正交输出放大器400、多模式无线电设备501、输入放大器502、触发电路503、触发电路504、同相输出放大器505、正交输出放大器506、放大器600、多模式无线电设备601、分频器602、虚拟电路603、分频器604、输入放大电路
605、晶体管606、晶体管607、负载电阻器608、负载电阻器609、晶体管610、电阻器700、多模式无线电设备701、分频器702、分频部分703、同相输出放大器704、正交输出放大器705、晶体管706、晶体管707、负载电阻器708、负载电阻器709、晶体管710、电阻器800、多模式无线电设备801、分频部分901、天线902、双工器903、双工器904、隔离器905、隔离器906、功率放大器907、功率放大器908、高频开关909、可变增益放大器910、发送混频器911、低通滤波器912、可变增益放大器
913、正交调制器914、低通滤波器915、低通滤波器916、同相基带输入端917、正交基带输入端918、第一本地振荡器919、低噪声放大器920、低噪声放大器921、接收混频器922、接收混频器923、中频滤波器924、中频滤波器925、中频滤波器926、可变增益放大器927、正交解调器928、低通滤波器929、低通滤波器930、同相基带输出端931、正交基带输出端933、第二本地振荡器934、分频部分936、分频器951、分频器952、分频器953、分频器954、分频器955、开关956、开关具体实施方式
将参照附图来讨论本发明的实施例。
在第一实施例中，将讨论覆盖两个频带的多模式无线电设备的操作。
图1示出在第一实施例中的多模式无线电设备的配置示例。第一实施例中的多模式无线电设备100使用第一频带和第二频带。在随后的说明中，作为一个特定示例，无线电系统是GSM，所述第一频带是1800MHz频带，而所述第二频带是900MHz频带，但是也可以采用任何其他的无线电系统和频带。操作模式是1800MHz模式和900MHz模式。
在图1中，在1800MHz频带和900MHz频带之间共享天线1。天线1连接到对应于1800MHz频带的双工器2和对应于900MHz频带的双工器3。首先，将讨论发送系统。同相基带输入端8和正交基带输入端9连接到对应于1800MHz频带的正交调制器6和对应于900MHz频带的正交调制器7。当多模式无线电设备100工作于1800MHz模式时，从同相基带输入端8和正交基带输入端9输入基带发送信号。该基带发送信号通过正交调制器6而被正交调制，并且变成1800MHz频带发送信号。对应于1800MHz频带的功率放大器4对该发送信号进行放大。通过双工器2从天线1发送所放大的发送信号。
当多模式无线电设备100工作于900MHz模式时，同样，从同相基带输入端8和正交基带输入端9输入基带发送信号。该基带发送信号通过正交调制器7而被正交调制，并且变成900MHz频带发送信号。对应于900MHz频带的功率放大器5对该发送信号进行放大。通过双工器3从天线1发送所放大的发送信号。
接着，将讨论接收系统。当多模式无线电设备100工作于1800MHz模式时，在天线1上接收的接收信号通过双工器2而输入到对应于1800MHz频带的低噪声放大器10。所述低噪声放大器10对该接收信号进行放大。所放大的接收信号由对应于1800MHz频带的正交解调器12进行正交解调并且变成同相基带接收信号和正交基带接收信号。所述同相基带接收信号通过低通滤波器14并且被输出到同相基带输出端16。所述正交基带接收信号通过低通滤波器15并且被输出到正交基带输出端17。
当多模式无线电设备100工作于900MHz模式时，同样，在天线1上接收的接收信号通过双工器3而输入到对应于900MHz频带的低噪声放大器11。所述低噪声放大器11对该接收信号进行放大。所放大的接收信号由对应于900MHz频带的正交解调器13进行正交解调并且变成同相基带接收信号和正交基带接收信号。所述同相基带接收信号通过低通滤波器14并且被输出到同相基带输出端16。所述正交基带接收信号通过低通滤波器15并且被输出到正交基带输出端17。频率合成器具有用于输出3.6GHz频带信号的本地振荡器18和分频部分22。频率合成器输出具有90度相位差的同相本地振荡信号和正交本地振荡信号到正交调制器6和7以及正交解调器12和13。
分频器19将本地振荡器18的输出(3.6GHz频带)分成两个部分。分频器20将分频器19的同相本地振荡信号分成两个部分。虚拟电路21连接到分频器19的正交本地振荡信号侧。分频部分22由分频器19、分频器20和虚拟电路21组成。分频器19输出1800MHz同相本地振荡信号和1800MHz正交本地振荡信号到正交调制器6或正交解调器12。分频器20输出900MHz同相本地振荡信号和900MHz正交本地振荡信号到正交调制器7或正交解调器13。控制部分23根据多模式无线电设备100的工作模式来执行电流控制。控制部分23输出信号以便关断不处在工作模式中的电路的电流并且控制电路操作。
图2是示出在控制部分23中的电流控制方法的示例的图。图3是示出分频部分22的配置的图。将参照图2讨论电流控制方法，并且然后参照图3讨论分频部分22的操作。
在图2中，晶体管201、晶体管202、电阻器203和电阻器204组成电流镜电路。在电流镜电路的操作时间，流到晶体管201和电阻器203中的输入电流Iin和流到晶体管202和电阻器204中的输出电流Iout具有下列关系假定晶体管201的发射极面积是N1，晶体管202的发射极面积是N2，电阻器203的阻抗值是R3，电阻器204的阻抗值是R4，且N1R3＝N2R4，输出电流Iout变成Iout＝(N2/N1)Iin。因此，放大器、正交调制器、正交解调器和分频器连接到晶体管202的集电极。
晶体管205和电流控制端206构成一个开关。当电流控制端206为低时，晶体管205为截止。当电流控制端206为高时，晶体管205为导通。因此，当电流控制端206为低时，电流Iin不流到晶体管205中，而流到晶体管201中，并且电流镜电路运行。当电流控制端206为高时，输入电流Iin不流到晶体管201中，而流过晶体管205，并且电流镜电路不运行。因此，多模式无线电设备的放大器、正交调制器、正交解调器和分频器的运行可以被启动/停止。如果使用电流控制方法，则控制部分23输出低信号到处在运行模式中的电路，而输出高信号到不处于运行模式的电路，以便切换电路。
在图3中，和图1中所示的部件相同的部件由相同的附图标记表示。分频器19具有输入放大器301、在主级的触发电路302、在从级的触发电路303、同相输出放大器304、和正交输出放大器305。输入放大器301对本地振荡器18的输出进行放大。所放大的本地振荡器18的输出被输入到触发电路302和触发电路303的时钟输入端。触发电路302的Q输出端和触发电路303的D输入端相连接。触发电路303的QB输出端和触发电路302的D输入端相连接。
从触发电路302的Q输出端输出通过将本地振荡器18的输入信号分成两部分而提供的1800MHz同相本地振荡信号。同相输出放大器304对1800MHz同相本地振荡信号进行放大。从触发电路303的Q输出端输出通过将本地振荡器18的输入信号分成两部分而提供的、并且具有超前1800MHz同相本地振荡信号的相位90度的相位的1800MHz正交本地振荡信号。正交输出放大器305对1800MHz正交本地振荡信号进行放大。
分频器20具有连接到触发电路302的Q输出端的输入放大器306；在主级的触发电路307；在从级的触发电路308；同相输出放大器309和正交输出放大器310。输入放大器306对触发电路302的1800MHz同相本地振荡信号进行放大。所述放大的1800MHz同相本地振荡信号被输入到触发电路307和触发电路308的时钟输入端。触发电路307的Q输出端和触发电路308的D输入端相连。触发电路308的QB输出端和触发电路307的D输入端相连。从触发电路307的Q输出端输出通过将分频器19的1800MHz同相本地振荡信号分成两部分而提供的900MHz同相本地振荡信号。同相输出放大器309对900MHz同相本地振荡信号进行放大。从触发电路308的Q输出端输出通过将分频器19的1800MHz同相本地振荡信号分成两部分而提供的、并且具有超前900MHz同相本地振荡信号的相位90度的相位的900MHz正交本地振荡信号。正交输出放大器310对900MHz正交本地振荡信号进行放大。
这意味着通过将本地振荡器18的信号分成4个部分来提供由分频器20输出的900MHz同相本地振荡信号和900MHz正交本地振荡信号。虚拟电路21连接到触发电路303的Q输出端。分频器20和控制部分23相连。当多模式无线电设备100运行于1800MHz模式时，分频器20被关断。
在1800MHz模式运行时间，从分频器19输出1800MHz同相本地振荡信号和1800MHz正交本地振荡信号。被关断的分频器20连接到触发电路302的Q输出端，用于输出1800MHz同相本地振荡信号。虚拟电路21连接到触发电路303的Q输出端，用于输出1800MHz正交本地振荡信号。这里，使得虚拟电路21具有与关断的分频器20的输入放大器306相同的电路，由此关断的分频器20和虚拟电路21保持阻抗对称。因而，可以提供在1800MHz同相本地振荡信号和1800MHz正交本地振荡信号之间的高精度的90度相位差。虚拟电路21可以具有输入放大器306的一部分的电路配置。例如，如果输入放大器306具有输入信号的晶体管、负载元件、电流源电路、偏置电路、等等，可以使用具有和该晶体管相同配置的晶体管作为虚拟电路21。当使得虚拟电路21接近与输入放大器306相同的电路配置时，可以提供具有更高精度的相位差。
在发送时，控制部分23执行电流控制以便功率放大器4和正交调制器6被接通，而低噪声放大器10和正交解调器12被关断。在接收时，控制部分23执行电流控制以便功率放大器4和正交调制器6被关断，而低噪声放大器10和正交解调器12被接通。在发送时，关断的正交解调器12连接到分频器19。然而，相同的电路连接到1800MHz同相本地振荡信号和1800MHz正交本地振荡信号，并且因而不影响输入阻抗的对称性。同样，在接收时，关断的正交调制器6连接到分频器19，但是相同的电路连接到1800MHz同相本地振荡信号和1800MHz正交本地振荡信号，并且因而不影响阻抗对称性。
在此时，在(表1)中列出1800MHz频带和900MHz频带的使用频带以及本地振荡器18的频带。在(表1)中，Tx表示发送时间，而Rx表示接收时间。如从(表1)所看到的，在1800MHz频带，使用频带是本地振荡器18的频带的一半；在900MHz频带，使用频带变成本地振荡器18的频带的四分之一。
表1
因而，在无线电系统之间共享分频器以及组合它们，以便可以提供其电路规模被缩小和简化的多模式无线电设备。
在对第一实施例的说明中，假定电路是非平衡电路，但是可以是平衡电路。
如果虚拟电路21具有与关断的分频器20的输入放大器306相同的阻抗，则虚拟电路21可以由电阻器和电容器组成。
在第一实施例中，虚拟电路21连接到分频器19的正交本地振荡信号侧，而分频器20连接到同相本地振荡信号，但连接可以相反。
虚拟电路21不仅可被用于保持90度的相位差，而且可被用于保持180度的相位差。
在本发明的第二实施例中，将讨论用于覆盖四个频带的多模式无线电设备的操作。
图4示出在第二实施例中的多模式无线电设备的接收系统的配置示例。在第二实施例中的多模式无线电设备是使用四个频带的多模式无线电设备。在随后的说明中，作为一个特定示例，假定四个频带是GSM的1800MHz频带和900MHz频带、IEEE802.11a的5.2GHz频带、和IEEE802.11b的2.4GHz频带。操作模式是1800MHz模式、900MHz模式、5.2GHz模式和2.4GHz模式。和图1中所示的部件相同的部件由图4中的相同的附图标记来表示。在图4中，在900MHz频带、1800MHz频带、2.4GHz频带和5.2GHz频带之间共享天线1。天线1连接到对应于2.4GHz频带的低噪声放大器10、低噪声放大器11、低噪声放大器31以及对应于5.2GHz频带的低噪声放大器32。
当多模式无线电设备400工作于1800MHz模式时，在天线1上接收的接收信号由低噪声放大器10进行放大。所放大的接收信号由正交解调器12进行正交解调并且变成同相基带接收信号和正交基带接收信号。所述同相基带接收信号通过低通滤波器14并且被输出到同相基带输出端16。所述正交基带接收信号通过低通滤波器15并且被输出到正交基带输出端17。
当多模式无线电设备400工作于900MHz模式时，同样，在天线1上接收的接收信号由低噪声放大器11进行放大。所放大的接收信号由正交解调器13进行正交解调并且变成同相基带接收信号和正交基带接收信号。所述同相基带接收信号通过低通滤波器14并且被输出到同相基带输出端16。所述正交基带接收信号通过低通滤波器15并且被输出到正交基带输出端17。
当多模式无线电设备400工作于2.4GHz模式时，在天线1上接收的接收信号由低噪声放大器31进行放大。所放大的接收信号经历对应于2.4GHz频带的接收混频器33的频率变换，变换成500MHz频带的中频。变成中频的接收信号由对应于500MHz频带的正交解调器35进行正交解调并且变成同相基带接收信号和正交基带接收信号。所述同相基带接收信号通过低通滤波器14并且被输出到同相基带输出端16。所述正交基带接收信号通过低通滤波器15并且被输出到正交基带输出端17。
当多模式无线电设备400工作于5.2GHz模式时，在天线1上接收的接收信号由低噪声放大器32进行放大。所放大的接收信号经历对应于5.2GHz频带的接收混频器34的频率变换，变换成1000MHz频带的中频。变成中频的接收信号由对应于1000MHz频带的正交解调器36进行正交解调并且变成同相基带接收信号和正交基带接收信号。所述同相基带接收信号通过低通滤波器14并且被输出到同相基带输出端16。所述正交基带接收信号通过低通滤波器15并且被输出到正交基带输出端17。频率合成器具有用于根据3.6GHz输出4.0GHz频带的本地振荡器18和分频部分40。频率合成器输出具有90度相位差的同相本地振荡信号和正交本地振荡信号到正交解调器12、13、35和36。频率合成器输出本地振荡信号到接收混频器33和34。
分频器19将本地振荡器18的输出分成两部分。分频器20将分频器19的同相本地振荡信号分成两部分。虚拟电路37连接到分频器19的正交本地振荡信号侧。分频器38将分频器20的同相本地振荡信号分成两部分。虚拟电路39连接到分频器20的正交本地振荡信号侧。分频部分40具有分频器19、分频器20、虚拟电路37、分频器38、和虚拟电路39。控制部分23输出信号以便关断不在操作模式中的电路并且控制电路操作。
图5是示出分频部分40的配置的图。在图5中，和图4中所示的部件相同的部件由相同的附图标记表示。分频器19具有输入放大器301、在主级的触发电路302、在从级的触发电路303、同相输出放大器304、和正交输出放大器305。输入放大器301对本地振荡器18的输出进行放大。所放大的本地振荡器18的输出被输入到触发电路302和触发电路303的时钟输入端。触发电路302的Q输出端和触发电路303的D输入端相连接。触发电路303的QB输出端和触发电路302的D输入端相连接。从触发电路302的Q输出端输出通过将本地振荡器18的输入信号(3.6GHz频带)分成两部分而提供的1800MHz同相本地振荡信号。同相输出放大器304对1800MHz同相本地振荡信号进行放大。从触发电路303的Q输出端输出通过将本地振荡器18的输入信号分成两部分而提供的、并且具有超前1800MHz同相本地振荡信号的相位90度的相位的1800MHz正交本地振荡信号。正交输出放大器305对1800MHz正交本地振荡信号进行放大。当本地振荡器18的输入信号是4.0GHz频带信号时，通过放大器506从分频器19输出2000-MHz同相本地振荡信号。
分频器20具有连接到触发电路302的Q输出端的输入放大器306、在主级的触发电路307、在从级的触发电路308、同相输出放大器309和正交输出放大器310。由输入放大器306放大1800MHz同相本地振荡信号。所放大的1800MHz同相本地振荡信号输入到触发电路307和触发电路308的时钟输入端。触发电路307的Q输出端和触发电路308的D输入端相连。触发电路308的QB输出端和触发电路307的D输入端相连。
从触发电路307的Q输出端输出通过将分频器19的1800MHz同相本地振荡信号分成两部分而提供的900MHz同相本地振荡信号。同相输出放大器309对900MHz同相本地振荡信号进行放大。从触发电路308的Q输出端输出通过将分频器19的1800MHz同相本地振荡信号分成两部分而提供的、并且具有超前900MHz同相本地振荡信号的相位90度的相位的900MHz正交本地振荡信号。正交输出放大器310对900MHz正交本地振荡信号进行放大。这意味着通过将本地振荡器18(3.6GHz频带)的信号分成4个部分来提供分频器20的输出。当本地振荡器18的输入信号是4.0GHz频带信号时，从分频器20输出1000MHz同相本地振荡信号和1000MHz正交本地振荡信号。
分频器38具有连接到触发电路307的Q输出端的输入放大器501、在主级的触发电路502、在从级的触发电路503、同相输出放大器504和正交输出放大器505。由输入放大器501放大1000MHz同相本地振荡信号。所放大的1000MHz同相本地振荡信号输入到触发电路502和触发电路503的时钟输入端。触发电路502的Q输出端和触发电路503的D输入端相连。触发电路503的QB输出端和触发电路502的D输入端相连。从触发电路502的Q输出端输出通过将分频器20的1000MHz同相本地振荡信号分成两部分而提供的500MHz同相本地振荡信号。同相输出放大器504对该500MHz同相本地振荡信号进行放大。从触发电路503的Q输出端输出通过将分频器20的1000MHz同相本地振荡信号分成两部分而提供的、并且具有超前500MHz同相本地振荡信号的相位90度的相位的500MHz正交本地振荡信号。正交输出放大器505对500MHz正交本地振荡信号进行放大。这意味着通过将本地振荡器18(4.0GHz频带)的输入信号分成八个部分来提供分频器38的输出。
虚拟电路37连接到触发电路303的Q输出端。虚拟电路39连接到触发电路308的Q输出端。
控制部分23连接到分频器20和分频器38。响应于多模式无线电设备400的操作模式而启动或停止分频器20、38的操作。当多模式无线电设备400运行于1800MHz模式时，仅仅分频器19运行并且输出1800MHz同相本地振荡信号和1800MHz正交本地振荡信号到正交解调器12。在此时，控制部分23将分频器20和分频器38关断。当多模式无线电设备400运行于900MHz模式时，分频器19和分频器20运行并且输出900MHz同相本地振荡信号和900MHz正交本地振荡信号到正交解调器13。在此时，控制部分23将分频器38关断。
当多模式无线电设备400运行于2.4GHz模式时，分频器19、分频器20和分频器38运行。分频器19输出2000MHz同相本地振荡信号到接收混频器33。分频器38输出500MHz同相本地振荡信号和500MHz正交本地振荡信号到正交解调器35。当多模式无线电设备400运行于5.2GHz模式时，分频器19和分频器20运行。本地振荡器18输出4000MHz本地振荡信号到接收混频器34。分频器20输出1000MHz同相本地振荡信号和1000MHz正交本地振荡信号到正交解调器36。此时，控制部分23将分频器38关断。在(表2)中列出多模式无线电设备400的每一操作模式的分频部分40的操作[表2]
在1800MHz模式运行时间，被关断的分频器20和被关断的放大器506连接到触发电路302的Q输出端。然而，使得虚拟电路37具有与关断的分频器20的输入放大器306和被关断的放大器506相同的电路，由此保持阻抗对称。因而，可以提供在1800MHz同相本地振荡信号和1800MHz正交本地振荡信号之间的高精度的90度相位差。在900MHz模式运行时间，被关断的分频器38连接到触发电路307的Q输出端。然而，使得虚拟电路39具有与关断的分频器38的输入放大器501相同的电路，由此保持阻抗对称。因而，可以提供在900MHz同相本地振荡信号和900MHz正交本地振荡信号之间的高精度的90度相位差。
虚拟电路37可以具有输入放大器506和放大器306的一部分的电路配置，并且虚拟电路39可以具有输入放大器501的一部分的电路配置。
同样，在5.2GHz操作时间，被关断的分频器38和虚拟电路39也保持阻抗平衡。因而，可以提供1000MHz同相本地振荡信号和1000MHz正交本地振荡信号。分频器20的输出连接到正交解调器13和正交解调器36。在900MHz操作时间，控制部分23执行电流控制使得接通正交解调器13和关断正交解调器36。在5.2GHz操作时间，控制部分23执行电流控制使得关断正交解调器13和接通正交解调器36。在900MHz操作时间，连接被关断的正交解调器36。然而，相同的电路连接到900MHz同相本地振荡信号和900MHz正交本地振荡信号，并且因而不影响输入阻抗对称性。同样，在5.2GHz操作时间，连接被关断的正交解调器13，但不影响阻抗对称性。
在此时，在(表3)中列出针对操作模式的使用频带的本地振荡器18的使用频带。
表3
因而，共享和组合分频器以便覆盖多种无线电系统，从而可以提供其电路规模被缩小和简化的多模式无线电设备。
在第二实施例中，已经说明了多模式无线电设备的接收系统，然而，不用说，可以以类似的方式实现发送系统，在第二实施例中，以和无线电系统一一对应地提供正交解调器。然而，使用一个对应于多个无线电系统的正交解调器，可以针对每一无线电系统切换输入到正交解调器的本地振荡信号。
在第二实施例中，已经将GSM 1800MHz频带、GSM 900MHz频带、IEEE802.11a、IEEE802.11b描述为无线电系统。但是，可以采用任何其他的无线电系统。
如果虚拟电路37具有与放大器506和关断的分频器20的输入放大器306的相同的阻抗，则虚拟电路37可以由电阻器和电容器组成。
如果虚拟电路39具有与关断的分频器38的输入放大器501相同的阻抗，则虚拟电路39可以由电阻器和电容器组成。
在第二实施例中，虚拟电路37连接到分频器19的正交本地振荡信号侧，而分频器20连接到同相本地振荡信号，但连接可以相反。虚拟电路39连接到分频器20的正交本地振荡信号侧，而分频器38连接到同相本地振荡信号，但连接可以相反。
虚拟电路37和39不仅可被用于保持90度的相位差，而且可被用于保持180度的相位差。
在第一实施例中，由多模式无线电设备覆盖的无线电系统的数目是2，而在第二实施例中为4。然而，由多模式无线电设备覆盖的无线电系统的数目不限于2或4，并且可以是3或5或更大。
图6示出在本发明的第三实施例中的多模式无线电设备的配置示例。第三实施例的多模式无线电设备600使用第一频带和第二频带。作为一个特定示例，在后随的说明中，假定无线电系统是GSM，第一频带是1800MHz频带，而第二频带是900MHz频带，但是可以采用任何其他的无线电系统和任何其他的频带。操作模式是1800MHz模式和900MHz模式。在第三实施例中，和在本发明的第一实施例中描述的部件相同的部件由相同的附图标记来表示，并且将不再讨论。
在图6中，在分频部分603中的分频器601进一步将由分频器19输出的1800MHz同相本地振荡信号分成两部分。虚拟电路602连接到分频器19的正交本地振荡信号侧。在1800MHz模式操作时间，分频器19输出1800MHz同相本地振荡信号和1800MHz正交本地振荡信号到正交解调器6或正交解调器12。在900MHz模式操作时间，分频器601输出900MHz同相本地振荡信号和900MHz正交本地振荡信号到正交解调器7或正交解调器13。控制部分23连接到分频器601和虚拟电路602，并且响应于多模式无线电设备600的操作模式而输出信号。
图7示出分频部分603的配置。虚拟电路602具有和分频器601的输入放大器604相同的电路配置。在1800MHz模式操作时间，控制部分23关断分频器601的触发电路307、触发电路308、同相输出放大器309和正交输出放大器310。输入放大器604和虚拟电路602被接通，并且允许电流流动。此时，控制部分23调节流到输入放大器604和虚拟电路602中的电流。因而，可以调节在1800MHz同相本地振荡信号和1800MHz正交本地振荡信号之间的相位差。
图8是示出输入放大器604的一个示例的电路配置。在图8中，输入放大器604是差动放大电路。晶体管605和晶体管606的发射端相连以形成差动对。晶体管605通过负载电阻器607连接到电压源。晶体管606通过负载电阻器608连接到电压源。晶体管605和606的发射极连接到作为电流源工作的晶体管609。晶体管609的基极连接到控制部分23。可以通过从控制部分23馈送到晶体管609的基极的信号电压来控制流到输入放大器604中的电流。晶体管609的发射极通过电阻器610接地。虚拟电路602也具有相同的电路配置。控制部分23可以通过信号来控制流到虚拟电路602中的电流。虚拟电路602和输入放大器604的不同之处在于，虚拟电路602不输出放大的信号。
当多模式无线电设备600运行于900MHz模式时，从分频器19输出的1800MHz同相本地振荡信号输入到晶体管605和晶体管606。该1800MHz同相本地振荡信号通过负载电阻器607和负载电阻器608而经历电压变换，并且从晶体管605的集电极和晶体管606的集电极输出到触发电路307和触发电路308。
当多模式无线电设备600运行于1800MHz模式时，输入放大器604和虚拟电路602受到来自控制部分23的信号的电流控制。因此，从分频器19看的、输入放大器604和虚拟电路602的输入阻抗改变。控制部分23输出信号到输入放大器604和虚拟电路602以便在1800MHz同相本地振荡信号和1800MHz正交本地振荡信号之间的相位差变成90度。在此时，使得流到输入放大器604中的电流小于在900MHz模式操作时流动的电流，以用于控制相位差，并且可以抑制多模式无线电设备600的功率消耗。
因而，在无线电系统之间共享分频器并且组合它们，以便可以提供其电路规模被缩小和简化的多模式无线电设备。
在第三实施例中，输入放大器604和虚拟电路602均是平衡的差动放大电路，但是均可以是非平衡电路。
在第三实施例中，虚拟电路602连接到分频器19的正交本地振荡信号侧，并且分频器601连接到同相本地振荡信号侧，但是所述连接可以相反。
在第三实施例中，流到输入放大器604和虚拟电路602中的电流由来自控制部分23的信号控制。然而，当流到输入放大器604中的电流固定时，可以通过来自控制部分23的信号来控制流到虚拟电路602中的电流。当流到虚拟电路602中的电流固定时，可以通过来自控制部分23的信号来控制流到输入放大器604中的电流。在这种情况下，虚拟电路602的电路配置可以和分频器601的输入放大器604的一部分的电路配置相同。
图9示出在本发明的第四实施例中的多模式无线电设备的配置示例。第四实施例的多模式无线电设备700使用第一频带和第二频带。作为一个特定示例，在随后的说明中，假定无线电系统是GSM，第一频带是1800MHz频带，而第二频带是900MHz频带，操作模式是1800MHz模式和900MHz模式。在第四实施例中，和在本发明的第一实施例中描述的部件相同的部件由相同的附图标记来表示，并且将不再讨论。
在图9中，在分频部分702中的分频器701是用于将本地振荡器18的输出(3.6GHz频带)分成两部分的电路。分频器20是用于进一步将由分频器701输出的1800MHz同相本地振荡信号分成两部分的电路。在1800MHz模式操作时间，分频器701输出1800MHz同相本地振荡信号和1800MHz正交本地振荡信号到正交解调器6或正交解调器12。在900MHz模式操作时间，分频器20输出900MHz同相本地振荡信号和900MHz正交本地振荡信号到正交解调器7或正交解调器13。控制部分23连接到分频器20和分频器701，并且响应于多模式无线电设备700的操作模式而输出信号。
图10示出分频部分702的配置。在1800MHz模式操作时间，控制部分23关断分频器20的输入放大器306、触发电路307、触发电路308、同相输出放大器309和正交输出放大器310。此时，控制部分23可以通过调节流到同相输出放大器703和正交输出放大器704中的电流来调节在1800MHz同相本地振荡信号和1800MHz正交本地振荡信号之间的相位差。
图11是示出同相输出放大器703的一个示例的电路配置。在图11中，同相输出放大器703是差动放大电路。晶体管705和晶体管706的发射端相连以形成差动对。晶体管705通过负载电阻器707连接到电压源。晶体管706通过负载电阻器708连接到电压源。晶体管705和706的发射极连接到作为电流源运行的晶体管709。晶体管709的基极连接到控制部分23。可以通过从控制部分23馈送到晶体管709的基极的信号电压来控制流到同相输出放大器703中的电流。晶体管709的发射极通过电阻器710接地。正交输出放大器704也具有相同的电路配置。可以通过来自控制部分23的信号来控制流到正交输出放大器704中的电流。
当多模式无线电设备700运行于1800MHz模式时，同相输出放大器703和正交输出放大器704受到来自控制部分23的信号的电流控制。因此，同相输出放大器703和正交输出放大器704的输入阻抗改变。控制部分23输出信号到同相输出放大器703和正交输出放大器704以便在从分频器701输出的1800MHz同相本地振荡信号和1800MHz正交本地振荡信号之间的相位差变成90度。
因而，在无线电系统之间共享分频器并且组合它们，以便可以提供其电路规模被缩小和简化的多模式无线电设备。
在第四实施例中，同相输出放大器703和正交输出放大器704均是平衡的差动放大电路，但是均可以是非平衡电路。
在第四实施例中，分频器20连接到同相本地振荡信号侧，但是也可以连接到正交本地振荡信号侧。
在第四实施例中，流到同相输出放大器703和正交输出放大器704中的电流由来自控制部分23的信号控制。然而，当流到同相输出放大器703中的电流固定时，可以通过来自控制部分23的信号来控制流到正交输出放大器704中的电流。当流到正交输出放大器704中的电流固定时，可以通过来自控制部分23的信号来控制流到同相输出放大器703中的电流。
图12示出在本发明的第五实施例中的多模式无线电设备的配置示例。第五实施例的多模式无线电设备800使用第一频带和第二频带。作为一个特定示例，在随后的说明中，假定无线电系统是GSM，第一频带是1800MHz频带，而第二频带是900MHz频带，但是也可以采用任何其他的无线电系统和任何其他的频带。操作模式是1800MHz模式和900MHz模式。在第五实施例中，和在本发明的第一到第四实施例中描述的部件相同的部件由相同的附图标记来表示，并且将不再讨论。
在图12中，在分频部分801中的分频器601是用于进一步将由分频器701输出的1800MHz同相本地振荡信号分成两部分的电路。虚拟电路602连接到分频器701的正交本地振荡信号侧。在1800MHz模式操作时间，分频器701输出1800MHz同相本地振荡信号和1800MHz正交本地振荡信号到正交解调器6或正交解调器12。在900MHz操作模式时间，分频器601输出900MHz同相本地振荡信号和900MHz正交本地振荡信号到正交解调器7或正交解调器13。控制部分23连接到分频器701、分频器601、和虚拟电路602，并且响应于多模式无线电设备800的操作模式而输出信号。
图13示出分频部分801的配置。虚拟电路602具有和分频器601的输入放大器604相同的电路配置。在1800MHz模式操作时间，控制部分23关断分频器601的触发电路307、触发电路308、同相输出放大器309和正交输出放大器310。输入放大器604被接通并且允许电流流动。虚拟电路602也被来自控制部分23的信号接通并且允许电流流动。此时，控制部分23控制流到输入放大器604、虚拟电路602、同相输出放大器703和正交输出放大器704中的电流。因此，可以调节在1800MHz同相本地振荡信号和1800MHz正交本地振荡信号之间的相位差。
因而，在无线电系统之间共享分频器并且组合它们，以便可以提供其电路规模被缩小和简化的多模式无线电设备。
在第五实施例的说明中，假定电路是非平衡的电路，但是电路也可以是平衡电路。
在第五实施例中，虚拟电路602连接到分频器701的正交本地振荡信号侧，而分频器601连接到同相本地振荡信号侧，但是所述连接可以相反。
在第五实施例中，流到输入放大器604、虚拟电路602、同相输出放大器703和正交输出放大器704中的电流由来自控制部分23的信号控制。然而，可以控制流到部件中的任何一个的电流。可以控制流到部件中的任何两个的电流。可以控制流到部件中的任何三个的电流。为了仅仅控制流动到虚拟电路602或输入放大器604中的电流，虚拟电路602的电路配置可以和分频器601的输入放大器604的一部分的电路配置相同。
虽然已参照特定实施例详细说明了本发明，但是对于本领域技术人员来说，很明显，在不脱离本发明的精神和范围的情况下，可以进行各种变化和修改。
本申请基于在2004年3月4日提交的日本专利申请第2004-60388号和在2005年2月23日提交的日本专利申请第2005-47649号，其以引用方式被在此包含。
工业应用性根据本发明的多模式无线电设备具有通过共享和组合兼容于不同的无线电系统的分频器而缩小和简化电路规模的优点，并且应用于通信领域等中，并且可以和相关于通信的电子装置(例如移动电话、无线LAN等)一起使用。
权利要求
1.一种分频电路，包括第一分频器，用于划分本地振荡器的输出并且输出第一同相本地振荡信号和第一正交本地振荡信号；第二分频器，其连接到所述第一同相本地振荡信号输出，用于划分所述第一同相本地振荡信号并且输出第二同相本地振荡信号和第二正交本地振荡信号；以及相位校正部件，用于将所述第一同相本地振荡信号和所述第一正交本地振荡信号之间的相位差保持在90度。
2.一种分频电路，包括第一分频器，用于划分本地振荡器的输出并且输出第一同相本地振荡信号和第一正交本地振荡信号；第二分频器，其连接到所述第一正交本地振荡信号输出，用于划分所述第一正交本地振荡信号并且输出第二同相本地振荡信号和第二正交本地振荡信号；以及相位校正部件，用于将所述第一同相本地振荡信号和所述第一正交本地振荡信号之间的相位差保持在90度。
3.如权利要求1所述的分频电路，其中所述相位校正部件包括虚拟电路，其连接到第一正交本地振荡信号输出并且具有等于所述第二分频器的输入阻抗的输入阻抗。
4.如权利要求2所述的分频电路，其中所述相位校正部件包括虚拟电路，其连接到第一同相本地振荡信号输出并且具有等于所述第二分频器的输入阻抗的输入阻抗。
5.如权利要求3或4所述的分频电路，其中所述虚拟电路是包括电阻器和电容器的电路。
6.如权利要求3或4所述的分频电路，其中所述虚拟电路是和所述第二分频器的输入放大器相同的放大器。
7.如权利要求3或4所述的分频电路，其中所述虚拟电路是和所述第二分频器的输入放大器的一部分相同的电路。
8.如权利要求6所述的分频电路，还包括控制部分，用于控制所述输入放大器和所述虚拟电路的电流。
9.如权利要求1或2所述的分频电路，其中所述相位校正部件包括控制部分，用于控制所述第一分频器的同相输出放大器和所述第一分频器的正交输出放大器的电流。
10.如权利要求1所述的分频电路，其中所述相位校正部件包括控制部分，用于控制连接到所述第一正交本地振荡信号输出的虚拟电路、所述第一分频器的同相输出放大器、和所述第一分频器的正交输出放大器的电流。
11.如权利要求2所述的分频电路，其中所述相位校正部件包括控制部分，用于控制连接到所述第一同相本地振荡信号输出的虚拟电路、所述第一分频器的同相输出放大器、和所述第一分频器的正交输出放大器的电流。
12.如权利要求10或11所述的分频电路，其中所述虚拟电路是包括电阻器和电容器的电路。
13.如权利要求10或11所述的分频电路，其中所述虚拟电路具有和所述第二分频器的输入放大器相同的电路配置。
14.如权利要求10或11所述的分频电路，其中所述虚拟电路具有和所述第二分频器的输入放大器的一部分相同的电路配置。
15.如权利要求13所述的分频电路，还包括控制部分，用于控制所述输入放大器和所述虚拟电路的电流。
16.一种多模式无线电设备，包括根据权利要求1到15中的任意一项所述的分频电路。
17.如权利要求16所述的多模式无线电设备，还包括本地振荡器，用于输出本地振荡信号到所述第一分频器；第一正交调制器，其中向其输入所述第一同相本地振荡信号和所述第一正交本地振荡信号，所述第一正交调制器用于对同相基带发送信号和正交基带发送信号执行正交调制，并且输出具有第一频率的第一发送信号；以及第二正交调制器，其中向其输入所述第二同相本地振荡信号和所述第二正交本地振荡信号，所述第二正交调制器用于对所述同相基带发送信号和所述正交基带发送信号执行正交调制，并且输出具有第二频率的第二发送信号。
18.如权利要求17所述的多模式无线电设备，还包括控制部分，其连接到所述第二分频器、所述第一正交调制器、和所述第二正交调制器，用于在发送所述第一发送信号的模式和发送第二发送信号的模式之间切换模式。
19.如权利要求16所述的多模式无线电设备，还包括本地振荡器，用于输出本地振荡信号到所述第一分频器；第一正交解调器，其中向其输入所述第一同相本地振荡信号和所述第一正交本地振荡信号，所述第一正交解调器用于对具有第一频率的第一接收信号执行正交解调并且输出同相基带接收信号和正交基带接收信号；以及第二正交解调器，其中向其输入所述第二同相本地振荡信号和所述第二正交本地振荡信号，所述第二正交解调器用于对具有第二频率的第二接收信号执行正交解调并且输出同相基带接收信号和正交基带接收信号。
20.如权利要求19所述的多模式无线电设备，还包括控制部分，其连接到所述第二分频器、所述第一正交调制器、和所述第二正交调制器，用于在接收所述第一接收信号的模式和接收第二接收信号的模式之间切换模式。
21.如权利要求16所述的多模式无线电设备，还包括本地振荡器，用于输出本地振荡信号到所述第一分频器；第一正交调制器，其中向其输入所述第一同相本地振荡信号和所述第一正交本地振荡信号，所述第一正交调制器用于对同相基带发送信号和正交基带发送信号执行正交调制，并且输出具有第一频率的第一发送信号；第二正交调制器，其中向其输入所述第二同相本地振荡信号和所述第二正交本地振荡信号，所述第二正交调制器用于对所述同相基带发送信号和所述正交基带发送信号执行正交调制，并且输出具有第二频率的第二发送信号；第一正交解调器，其中向其输入所述第一同相本地振荡信号和所述第一正交本地振荡信号，所述第一正交解调器用于对具有第一频率的第一接收信号执行正交解调并且输出同相基带接收信号和正交基带接收信号；以及第二正交解调器，其中向其输入所述第二同相本地振荡信号和所述第二正交本地振荡信号，所述第二正交解调器用于对具有第二频率的第二接收信号执行正交解调并且输出同相基带接收信号和正交基带接收信号。
22.如权利要求21所述的多模式无线电设备，还包括控制部分，其连接到所述第二分频器、所述第一正交调制器、所述第二正交调制器，所述第一正交解调器、和所述第二正交解调器，用于在发送所述第一发送信号和接收所述第一接收信号的模式和发送第二发送信号和接收所述第二接收信号的模式之间切换模式。
全文摘要
由于需要和无线电系统一样多的分频器，所以传统多模式无线电设备具有大电路规模的分频部分。一种分频部件(22)，包括分频器(19)，用于划分本地振荡器的频率，分频器(20)，用于划分分频器(19)的同相本地振荡信号的频率，和虚拟电路(21)，连接到分频器(19)的正交本地振荡信号的输出端。在运行于第一频带期间，分频器(19)的输出被用于调制/解调；在运行于第二频带期间，分频器(20)的输出被用于调制/解调。对于第一和第二频带，公共使用分频器(19)。然而，在运行于第一频带期间，因为使得虚拟电路和分频器(20)的输入放大器一样，所以可以保持在作为分频器(19)的输出的同相本地振荡信号和正交本地振荡信号之间的相位差。结果，公共地使用分频器，并且缩减了可组合电路规模。
文档编号H03K21/00GK1910826SQ20058000296
公开日2007年2月7日 申请日期2005年3月2日 优先权日2004年3月4日
发明者细川嘉史, 齐藤典昭, 松尾道明, 清水克人 申请人:松下电器产业株式会社