专利名称：基于增强型可变电容大信号分析的lc压控振荡器增益模型的利记博彩app
技术领域：
本发明属频率综合器设计技术领域，具体涉及一种基于增强型可变电容大信号分析的LC压控振荡器模型。
背景技术：
随着Bluetooth，homeRF(蓝牙，无线局域网)等射频无线应用的兴起，在满足性能要求前提下，激发了提高RFIC(射频芯片)的集成度以降低功耗与成本的研究兴趣。频率综合器作为RF(射频)接发系统中的本地振荡器，对整个系统性能起着重要的影响作用。而频率综合器中关键部件压控振荡器(VCO)的CMOS集成，被认为集成RF接发系统于CMOS工艺中面临的主要挑战之一。
LC(电感电容)结构的VCO与环振等结构的VCO相比，可以取得更好的相位噪声性能，因而在无线RF接发系统中采用最为广泛1。以CMOS工艺集成在片螺旋电感，一般采用高层金属绕成中空多边形，电感的大小、Q值与线宽、线间距、线圈数等相关2-3。LC VCO采用的MOS可变电容共有三种普通PMOS，反型PMOS，增强型MOS。在LC VCO应用中，由于振荡器的输出大信号电压，可变电容的容值随着电压的振荡而振荡，其直流/小信号分析下的可变电容模型已不适用。、[1]J.Craninckx and M.S.Steyaert，Wireless CMOS Frequency Synthesizer Design，KluwerAcademic Publishers，Norwell，MA，1998. N.M.Nguyen and R.G.Meyer“Analysis，design，and optimization of spiral inductors andtransformers for Si RF IC’s，”IEEE J.Solid-State Circuits，vol.33，pp.1470-1481，Oct.1998. Joachim N.Burghartz，D.C.Edelstein，Mehmet Soyuer，H.A.Ainspan，and Keith A.Jenkins，“RF Circuit Design Aspects of Spiral Inductors on Silicon，”IEEE J.Solid-State Circuits，vol.33，pp.2028-2034，Oct.1998. P.Andreani and S.Mattisson，“On the use of MOS varactors in RF VCO’s，”IEEE J.Solid-StateCircuits，vol.35，pp.905-910，June 2000. Ryan Lee Bunch and Sanjay Raman，“Large-signal analysis of MOS varactors in CMOS-GmLC VCOs，”IEEE J.Solid-State Circuit，vol.38，pp.1325-1332，Aug 2003[6]A.Hajimiri and T.H.Lee，“Design issues in CMOS differential LC oscillators，”IEEE J.Solid-State Circuits，vol.34，pp.717-724，May 1999. A.Hajimiri and T.H.Lee，“A general theory of phase noise in electrical oscillators，”IEEE J.Solid-State Circuits，vol.33，pp.179-194，Feb.1998. N.M.Nguyen and R.G.Meyer，“Analysis，design，and optimization of spiral inductors andtransformers for Si RF IC’s，”IEEE J.Solid-State Circuits，vol.33，pp.1470-1481，Oct.1998. C.P.Yue and S.S.Wong，“On-chip spiral inductors with patterned grounded shields for-basedRF IC’s，”IEEE J.Solid-State Circuits，vol.33，pp.743-752，May 1998. Kund Molnár，Gerhard Rappitsch，Zoltán Huszka，and Ehrenfried Seebacher，“MOSVaractor Modeling With a Subcircuit Utilizing the BSIM3v3 Model，”IEEETransactions on Eelectron Devices，Vol.49，pp.1206-1211，July 2002发明内容本发明的目的在于提出一种LC压控振荡器(VCO)增益模型，以便能更为正确地预测VCO增益曲线。
本发明详细分析了大信号振荡电压对MOS可变电容的调制效应。在分析了三种MOS可变电容大信号特性基础上，在2.4GHz LC VCO设计中采用增强型可变电容大信号分析模型，对VCO的增益建模。具体过程如下1、可变电容大信号分析模型VCO中的基于MOS管可变电容一般用PMOS管来实现。将其S/D端与阱接触端接在一起，作为可变电容的控制端，而其栅极作为电容的另一端(B＝D＝S)(图1(a))。在整个电压调节范围内，由于PMOS管分别工作在反型、耗尽与积累区，这种电容变化为非单调的。将N阱接高电位则栅极下的沟道一直工作在反型区(图1(b))，电容随电压的变化为单调的。如果将普通PMOS管的S/D端的P+注入改为N+注入就可得到增强型结构的MOS可变电容4(图1(c))。当控制端的电压变化时，增强型可变电容栅极下的沟道会从积累区进入耗尽区，电容随电压的变化为单调的。
考虑到可变电容栅极电压的振荡，实际上可变电容表现出来的等效电容是一个时域上平均电容，平均电容的大小可以表示为5Cavg=ω0π∫02πω0CV1cos2(ω0t)dt---(1)]]>其中Cv1为小信号分析下的电容值以偏置电压为变量的函数，VCO的振荡电压可以近似为正弦波6V1＝Asin(ω0t)+B，B表示可变电容上的偏压，A为振荡电压的幅度，ω0为振荡角频率。上式的可变电容数学模型中，作简单的变换可知可变电容的等效电容大小与振荡频率无关。
设定振荡电压的频率为2.4GHz，振荡幅度为0.5伏，在振荡电压变化的一个周期内电容值随时间与偏置电压的变化趋势为D＝B＝S(图2(a))、反型(图2(b))、增强型(图2(c))。可见在一定的偏置电压下，由于电压的振荡，电容值表现为时间的函数。
采用式(1)的数学模型，计算在不同的振荡幅度下可变电容平均值随偏置电压变化D＝B＝S(图3(a))、反型(图3(b))、增强型(图3(c))。
可以看到B≡D≡S型可变电容的电容调节范围随振荡幅度的变大显著变小，反型可变电容的电容调节范围略微减小，同时增强型可变电容的电容调节范围反而有变大的趋势，当偏置电压范围更大时，增强型可变电容的电容调节范围进一步增大；反型可变电容与增强型可变电容的平均电容表现出趋于线性的变化，而后者线性范围更大，更有利于VCO中的应用(可以得到线性的VCO增益)。
2.电路设计采用全差分互补负跨导结构的LC-VCO(图4)，M1、M2为NMOS差分放大器，M3、M4为PMOS差分放大器，放大器的作用是使振荡环路形成正反馈，消除谐振器中电阻损耗，维持电路稳定振荡。相对于单差分放大器，采用双正反馈放大器出于以下考虑隔离开振荡器与电源、电流源输出，减小对振荡器的共模影响；设计PMOS管与NMOS管的跨导相同，可以在振荡器输出得到两倍的振荡幅度，从而导致在相同的偏值电流下低的相位噪声；电路的这种对称性可以使冲击灵敏度函数(ISF)的直流系数C0最小，从而得到更小的器件1/f噪声上变换7。
在片螺旋电感的Q值受到多方面的限制电感金属连线的电阻损耗，衬底电阻的损耗，及电感连线下的涡旋电流产生的损耗8-9。理论上，在相同电感值的情况下，圆形螺旋电感的串联电阻和寄生电容只有4边形结构的π/4倍，采用RF工艺提供的圆形电感，其Q值在2.45GHz为6.115。
可变电容采用1pF的增强型可变电容，电容模型采用带子电路的BSIM3v3模型10。模型示意图如图5(a)，采用源漏悬空的PMOS管模拟增强型MOS管，双二极管模拟P衬底到N阱的底面二极管效应和P衬底到N阱四壁二极管效应。增强型可变电容设计为40个5u/1u的增强型MOS阵列，采用带子电路的BSIM3v3模型仿真增强型可变电容的C-V曲线，仿真的离散结果在MATLABTM中采用一维内插法导出C随V变化的函数关系作为小信号分析下增强型可变电容的C-V特性。仿真的离散结果与导出的C随V变化的函数如图5(b)。
LC振荡器的总电容C可以表示为Ctotal＝Cavg+Cgb+Cgs+Cdb+CL+Cload(2)其中Cavg为可变电容容值，Cgb、Cgs与Cdb为放大管在输出节点的寄生电容，CL为电感的寄生电容，Cload为负载电容，主要是输出缓冲器的栅电容。VCO的振荡频率为f=12πLCtotal---(3)]]>将(1)、(2)带入(3)可得VCO的振荡频率模型f=12πL×(ω0π∫02πω0CV1cos2(ω0t)dt+Cgb+Cgs+CL+Cload)---(4)]]>技术效果在偏置电流3mA下，输出电压幅度为0.8V，仿真VCO的调节曲线，VCO的调节范围达到19％，与采用可变电容大信号分析VCO的振荡频率模型的结果比较(图7)，在3.3V时达到最大误差97MHz，模型预测的结果同仿真VCO的调节曲线变化趋势吻合。
图1三种可变电容结构与C-V曲线，其中，(a)D＝S＝B；(b)反型；(c)增强型。
图2偏压振荡时可变电容的瞬态电容值，其中，(a)D＝S＝B；(b)反型；(c)增强型。
图3偏压振荡幅度变化时可变电容的平均电容值，其中，(a)D＝S＝B；(b)反型；(c).增强型。
图4带缓冲器VCO电路图。
图5(a)增强型可变电容模型；(b)C-V曲线建模。
图6模型仿真结果，(a)可变电容；(b)VCO。
图7模型预测结果与仿真结果比较。
具体实施例方式
相对于可变电容的大幅度变化，假定振荡器输出节点的寄生电容与负载电容恒定。基于chrt35RF工艺BSIM3v3的MOS管模型，在直流扫描分析下，所设计的VCO输出节点的寄生电容与负载电容共计Cgb+Cgs+Cdb+Cload＝1.042pF；采用的RF工艺电感每个电感的寄生电容CL为0.25pF，电感L大小为2.346nH。在式(1)的可变电容数学模型中，由于可变电容的等效电容大小与振荡频率无关，设定振荡器输出振荡频率为2.4GHz。由电路的直流工作点分析得知振荡器输出点的工作点在2.33V，输入的控制电压范围为0～3.3V，可变电容随偏置电压B变化范围为-2.33～0.97V。振荡电压的幅度A由偏置电流与振荡环路的Q值决定，增大偏置电流引起振荡电压的幅度增加，同时引起功耗的增加；根据VCO相位噪声Leeson模型，振荡电压的幅度增加会降低VCO的相位噪声；另外在第二部分的分析中可知，振荡电压的幅度增加会调制增强型可变电容的平均电容表现出线性的变化，从而得到线性的VCO增益。权衡以上因素，取振荡电压的幅度A为0.8V，采用式(1)的可变电容模型仿真可变电容的调节曲线(图5(a)，采用式(4)的VCO的振荡频率模型仿真VCO的调节曲线为图5(b)。
权利要求
1.一种基于增强型可变电容大信号分析的LCVCO增益模型，其特征在于VCO的振荡频率如下f=12πL×(ω0π∫02πω0CVtcos2(ω0t)dt+Cgb+Cgs+Cdb+CL+Cload)---(4)]]>其中L为电感值，ωo为振荡角频率，Cvt为小信号下的电容值以偏置电压为变量的函数，而VCO的振荡电压为正弦波Vt＝Asin(ωot)+B，B为可变电容上的偏压，A为振荡电压的幅度，Cgb、Cgs、Cdb为放大管在输出节点的寄生电容，CL为电感的寄生电容，Clood为负载电容。
全文摘要
本发明为一种基于增强型可变电容大信号分析的LC－VCO增增模型。应用于LC VCO中基于MOS管的可变电容共有三种B＝D＝S型、反型、增强型。在LC VCO应用中，由于振荡器的输出大信号电压，可变电容的电容值随着电压的振荡而变化，原直流/小信号分析下的可变电容模型已不适用。本发明通过分析大信号振荡电压对MOS可变电容的调制效应，得到了增强型可变电容大信号分析模型，将此分析模型应用于2.4GHz LC VCO设计，进一步得到了VCO增益模型，最后比较了模型预测的VCO增益曲线与spectreRF仿真的结果，两者十分吻合。
文档编号H03B5/18GK1564456SQ20041001703
公开日2005年1月12日 申请日期2004年3月18日 优先权日2004年3月18日
发明者章倩苓, 王飞, 张海清, 来金梅, 孙承绶 申请人:上海迪申电子科技有限责任公司