专利名称：具有噪声成形高频脉动的∑－△调制器控制的锁相环的利记博彩app
领域本公开涉及能在无线通信系统设备中被实现的频率合成器，尤其涉及频率合成器的锁相环(PLL)电路。
背景频率合成器一般被实现在无线通信设备内，所述无线通信设备发送和接收编码的射频(RF)信号。几种不同的无线通信技术已经被开发，包括频分多址(FDMA)、时分多址(TDMA)以及多种扩频技术。一用在无线通信中的公共扩频技术是码分多址(CDMA)信号调制，其中多种通信在扩频射频(RF)信号上被同时发送。一些已经结合一个或多个无线通信技术的示例无线通信设备包括蜂窝无线电话、结合在可携带计算机内的PCMCIA卡、装备有无线通信能力的个人数字助理(PDA)等等。
无线通信设备的频率合成器可以在RF信号接收和RF信号发送期间被使用。例如，在CDMA调制信号的RF信号接收期间，接收的RF信号通常被向下混至基带信号，所述基带信号能被转换为数字值。在向下混过程中，基准波形由频率合成器产生，并且用于将RF载波分量从接收信号中移除。基准波形有时候被称为本地振荡器(LO)信号。将RF信号下混至基带后，基带信号通常经过模数(A/D)转换器以产生能被跟踪及解调的数字值。例如，雷克接收机能被用于跟踪和解调CDMA系统的多径信号。几种不同的CDMA结构已经被开发，诸如包括中频(IF)部分和RF部分的外差结构，以及不将RF信号首先转换为IF信号而是直接将到来的RF信号转换为基带信号的零IF结构。根据此结构，任何数目的频率合成器可以被实现以向混频器提供基准波形。
频率合成器在RF信号传输期间被使用。这样，基带信号被向上混频至RF。在上混频过程期间，频率合成器产生载波RF波形。接着，载波波形在被发送前与基带信号混合。频率合成器可以包括压控振荡器(VCO)，其频率由锁相环(PLL)控制和调节。PLL的时间基准通常是高精度低频率晶体振荡器，诸如压控温度补偿晶体振荡器(VCTCXO)。
锁相环(PLL)一般运行通过测量VCO的输出频率并且将闭环反馈提供到VCO的输入信号。例如，分频器能被用于按整数值分频VCO的输出信号。被分频的值接着与较高精度的低频定时基准比较。调节施加于VCO的输入电压，从而使输出收敛到期望值。
为了提高PLL中分辨率的量，电路被开发以产生平均的分数分频因子。例如，分频器使用的分频因子能由∑Δ(sigma-delta)调制器产生。这样的PLL有时候被称为∑Δ控制PLL。∑Δ调制器为每个循环迭代产生分频因子，从而平均起来，分数的分频因子能在PLL中被表示。
为了避免∑Δ控制PLL中的重复周期，向∑Δ调制器引入伪随机信号。伪随机信号有时候被称为高频脉动或高频脉动信号。引入高频脉动信号有利于确保∑Δ调制器不陷入极限循环，其中∑Δ调制器产生的分频因子以循环模式开始重复。
摘要在一实施例中描述了用在无线通信设备中的频率合成器。例如，频率合成器可以包括振荡器和∑Δ控制锁相环(PLL)，所述锁相环确定和控制频率合成器的输出频率。
∑Δ控制PLL可以实现高频脉动信号生成技术，所述技术能降低或消除平均频率偏移(也称为高频脉动偏移)的引入。特别地，高频脉动信号生成器可以从两个或更多高频脉动分量产生一高频脉动信号。至少一个高频脉动分量可以包括用在产生先前高频脉动信号中的分量。
例如，产生高频脉动信号可以包括产生新的高频脉动分量以及将新的高频脉动信号减去用在产生先前高频脉动信号中的分量。以这种方式，基本可以避免平均频率偏移的引入，因为每次引入新的高频脉动分量，它都在后面的时钟周期中被移除。
下面详细描述的多种实施例和技术可以用硬件、软件、固件或任何它们的组合实现。结合附图和下面描述其它实施例的附加详细说明。通过描述和附图，以及权利要求书，其它特征、目标和优点将变得明显。
附图的简要描述
图1是实现RF信号接收的频率合成器的无线通信设备的框图。
图2是实现RF信号发送的频率合成器的无线通信设备的框图。
图3是示例性频率合成器，诸如图1或2中所示出。
图4是耦合到高频脉动信号生成器的示例性∑Δ调制器的框图。
图5是能形成∑Δ调制器的部分的示例性M-N累加器的框图。
图6和7是说明与本公开的原理一致的技术的流程图。
优选实施例的详细描述一般，本公开指向用在无线通信设备中的频率合成器。频率合成器包括振荡器，诸如压控振荡器(VCO)和能确定和控制频率合成器的输出频率的锁相环(PLL)。PLL包括可变分频器，所述分频器用随时间不同的整数值分频VCO的输出，从而分频器的平均分频因子是分数值。VCO的被分频输出接着与较高精度的基准频率比较，从而能检测VCO中的误差并且调节VCO频率。
PLL实现∑Δ调制器，以便产生随时间变化的分频因子。这样的PLL有时候被称为∑Δ控制PLL。∑Δ调制器为每个PLL的迭代产生不同的分频因子，从而平均起来，分数的分频因子能在PLL中被表示。∑Δ调制器接收表示分频因子的分数部分的分子及分母以及伪随机信号，所述伪随机信号有时候被称为高频脉动或高频脉动信号。∑Δ调制器可以累加这些值，以量化每个时钟周期的分频因子的分数部分。高频脉动信号的引入有助于确保∑Δ调制器不陷入极限循环，其中∑Δ调制器产生的分频因子以循环模式开始重复。
然而平均起来，高频脉动信号的引入可以导致平均频率偏移(这里也称为高频脉动偏移或平均高频脉动值)的引入，所述频率偏移破坏∑Δ控制PLL的有效性，尤其当用在无线通信设备中时，所述无线设备按照码分多址CDMA标准或需要高频率精确度的其它标准运行。由于此原因，按照此公开的原理，向∑Δ调制器提供高频脉动信号的高频脉动信号生成器被配置用于产生具有近似为零的平均值的高频脉动信号。
下面更加详细显示的高频脉动信号生成器，从新产生的高频脉动信号分量与用在先前时钟周期中先前产生的高频脉动信号分量之间的差别创建输出信号。换言之，引入∑Δ调制器的高频脉动信号包括至少两个分量新的高频脉动分量和被减的高频脉动分量，所述被减的高频脉动分量用来对消先前时钟周期的新高频脉动分量引入的偏移。以这种方式，能向∑Δ调制器提供高频脉动信号以避免极限循环，在所述极限循环中，∑Δ调制器产生的分频因子开始以循环模式开始重复。然而平均起来，有高频脉动的引入造成的频率偏移可以大致为零，因为每个新高频脉动信号分量被引入之后，接着又在随后的时钟周期中被移除。以这样的方式，∑Δ控制PLL的性能能在按照一个或多个CDMA标准或者诸如GSM(移动通信的全球系统)这样需要高频率精确度的其它标准运行的系统中被实现。
图1和2是分别是包含频率合成器20A和20B的无线通信设备10的框图。频率合成器20A用于RF信号接收，而频率合成器20B用于RF信号发送。频率合成器20A、20B在结构和操作上基本相似，而且在一些情况下可以是用于RF信号发送和接收的同一频率合成器。频率合成器20A和20B在这里被称为频率合成器20。无论它用在接收还是发送，频率合成器20可以应用下面示出的一个或多个技术，以改善无线通信设备10的操作。
图1的框图说明了实现零IF结构的示例性无线通信设备(WCD)10，然而本揭示并不限于这一方面。在一零IF结构中，WCD10直接将进入的RF信号转换为基带信号，特别地，不首先将RF信号转换为中频(IF)信号。然而可以理解，这里所描述的技术可以方便地被应用于实现一个或多个频率合成器的任何结构。
WCD10包括接收得到的进入RF信号的天线12。例如，进入的RF信号可以包括从CDMA基站发送的码分多址调制信号，尽管并不限于此方面。天线12接收的RF信号能由RF接收机14处理，例如，通过使此信号通过低噪放大器(LNA)和一个或多个滤波器。RF信号接着由下混器15下混到基站。特别地，下混器15接收频率合成器20A产生的相关波形。频率合成器20A可以实现∑Δ控制PLL，如这里所述，以控制具有提高的分辨率的输出信号的频率。特别地，所述∑Δ控制PLL基本上能消除高频脉动偏移的引入，所述高频脉动偏移否则影响频率合成器20A的性能。
下混器15产生基带信号，所述基带信号被滤波，并且由模数(A/D)转换器17采样，以产生信号的相应数字值。雷克接收机19可以接收数字值，以分离和跟踪从不同源接收的信号，例如无线通信系统的不同基站。如所期望的，WCD10也可以包括附加组件，诸如滤波器、放大器和多种其它数字或模拟信号处理组件(未示出)。
图2是WCD10的另一框图，说明在RF信号传输期间被实现的组件。在图2的示例中，基站发射机24可以产生基带信号并将其转交给上混器25。频率合成器20B向上混器25提供载波RF波形。同样，频率合成器20B实现∑Δ控制PLL，以控制具有提高的分辨率和提高的精确度的输出信号的频率。频率合成器20B与频率合成器20A(图1)基本相似，或者可以具有与用于信号接收的略微不同的结构或操作。
上混器25将基带信号混至RF载波上，并且将混合的RF信号传送给放大器26用于缩放。放大器26可以包括一个或多个电压增益放大器(VGA)、驱动器放大器(DA)以及功率放大器(PA)。一旦混合的RF信号已经被充分放大或衰减，RF发射机28可以通过天线12从无线通信设备10发送RF信号。
图3是按照示例性实施例的频率合成器20的更详细的框图。频率合成器20分别对应于图1和2中示出的合成器20A或20B的任何一个。如图3中所示，频率合成器20可以包括振荡器，诸如与∑Δ控制PLL31互动的压控振荡器(VCO)30。例如，PLL31可以通过控制应用于VCO30的输入控制电压而提供VCO30的输出频率的模拟闭环控制。PLL31可以包括几个组件，包括例如可变分频器32、相位检测器34、环路滤波器36以及电荷泵38。另外，PLL31可以包括向∑Δ调制器35提供高频脉动信号的高频脉动信号生成器37。∑Δ调制器35能为每个时钟周期产生可变分频器32使用的整数值。从∑Δ调制器被提供到可变分频器32的整数除法因子序列能用于表示包括分数部分的平均分频因子。
可变分频器32能通过∑Δ调制器35提供的整数值缩放VCO30的输出频率，从而相位检测器34能确定参考频率41和缩放的VCO输出之间的频率差。通过示例，参考频率41可以由温度补偿晶体振荡器(TCXO)提供，所述TCXO与VCO30相比是高精确度低频率的振荡器。一旦相位检测器34已经确定缩放的VCO频率和参准频率之间的频率差，频率差能由滤波器36滤波。滤波器36可以包括低通滤波器，并且可以计及频率中分数的尖峰信号，当可用分频器32在分频因子之间切换时引入所述尖峰信号。
环滤波器36应该被选择以具有等于或大于∑Δ调制器35的阶数的阶数。特别地，如果∑Δ调制器35是如下面详细示出的二阶∑Δ调制器，则选择二阶环路滤波器36。同样，如果∑Δ调制器35是三阶∑Δ调制器，则选择三阶环路滤波器36。电荷泵38接收表示VCO30的输出中检测的频率误差的信号，并且按照需要调节到VCO30的输入电压，或者增加或者减小VCO30的振荡频率。
可变的分频器32通过随时间变化的不同整数值来分频VCO30的输出，从而分频器的平均分频因子是分数值。换言之，可变分频器在两个或多个分频因子之间周期性地切换，从而达到提高的分辨率。例如，如果期望的分频因子是10.2(10又1/5)，则可变分频器32可以在分频因子11和分频因子10之间切换，从而随时间的平均分频因子大致等于10.2。
特别地，为了达到期望的分频因子10.2，可变分频器32可以通过分频因子10分频四个周期，然后使用分频因子11分频一个周期。那样，在五个周期后，在平均分频因子将为(10*4+11)/5＝10.2。∑Δ调制器35可以接收整数值10以及分数的分子1和分数的分母5，并且能产生整数序列，以便被提供给可变分频器，在平均起来产生分频因子10又1/5。另外，高频脉动信号生成器37能向∑Δ调制器35提供高频脉动信号，以提高平均期望的分频因子的整数序列的随机性。而且，高频脉动信号生成器37可以噪声成形高频脉动信号，从而被引入∑Δ调制器35之后与高频脉动信号相关的传递函数为1。换言之，高频脉动信号生成器37的传递函数能为∑Δ调制器35内累加器的传递函数的逆，从而于高频脉动信号相关的总传递函数为1。
可变分频器32可以使用多种不同的硬件配置实现，硬件配置包括乘法器电路、除法器电路、移位寄存器、计数器等等。在一配置中，分频器32包括对振荡器脉冲的前沿和后沿计数，并且每次检测到整数个脉冲时提供一信号，而且可以按照提供到∑Δ调制器35的输入而随时间切换。
在一些情况下，另一分频器(未示出)也可以被实现以分频参考频率41。那样，附加的分频器可以相似于可变分频器32，可能从另一∑Δ调制器接收信号，所述∑Δ调制器被耦合到另一高频脉动信号生成器。换言之，这里所描述的原理可以被延伸与其它分频器一起使用，后者可能是引入高频脉动信号有用的其它电路。
图4是耦合到高频脉动信号生成器37的示例性∑Δ调制器35的框图。这样的实现是示例性的，本公开中示出的功能也使用查找表(LUT)或者可备选的累加器配置被实现。另外，尽管∑Δ调制器35为例示为二阶∑Δ调制器，本公开的原理能被延伸用于高阶∑Δ调制器。
一般，∑Δ调制器35接收值L、M和N，它们量化将被平均产生的期望的分数分频因子，由可变分频器32所应用。L表示期望的分频因子的整数部分，M表示期望的分频因子的分数部分的分子，以及N表示期望的分频因子的分数部分的分母。例如，如果期望的分频因子为10又5/6(10.833333)，则L＝10，M＝5，以及N＝6。L、M和N的值可以是常数或者可调节，并且可以被编程进∑Δ调制器35中，或者被提供作为操作期间的输入。
∑Δ调制器35接收L、M以及N的值，处理几个时钟周期上的值，并且每个时钟周期将控制信号44输出到可变分频器43。控制信号44可以是整数分频因子，所述因子随每个时钟周期而变化，从而平均分频因子基本上等于期望的分频因子。例如，如果L＝10，M＝5，以及N＝6，则∑Δ调制器35可以在六个时钟周期上输出控制信号，其中时钟周期中五个的控制信号表示分频因子11，而六个时钟周期中一个的控制信号表示分频因子10。从而，在六个时钟周期上，被提供到可变分频器32的平均分频因子将为(11*5+10)/6＝10.833333，即10又5/6。另外，高频脉动信号的引入基本上能随机化平均期望的分频因子的分频因子序列。序列的随机化被期望以确保∑Δ调制器不以循环方式产生分频因子。
在图4中示出的配置中，∑Δ调制器35包括一阶M-N累加器46和二阶M-N累加器47。M-N累加器46和47并行运行。特别地，M-N累加器46执行累加以量化分频因子M/N的分数部分，而且M-N累加器47执行另一累加以量化于M-N累加器46产生的结果相关的误差。对于每个时钟周期，组合器48将值L加入由M-N累加器产生的值以及对于那个时钟周期M-N累加器47产生的值，并且从控制信号中减去前一时钟周期M-N累加器47产生的值。以这种方式，合成器48产生每个时钟周期的控制信号44。时钟寄存器49(有时称为触发器)能被用于存储每个时钟周期的M-N累加器47的输出，从而能在随后的时钟周期由组合器48减去。
为了随机化由∑Δ调制器35产生的控制信号的每个不同序列，高频脉动信号能被引入M-N累加器46、47。例如，如果期望六个时钟周期序列的控制信号包括对应于分频因子11的五个信号以及对应于分频因子10的一个控制信号，则不期望以重复方式产生此序列。相反，频率合成器20的操作能通过随机化六个时钟周期序列，从而可变分频其32应用的分频因子不陷入循环极限循环。
由于此原，高频脉动信号生成器37能被用于产生应用在∑Δ调制器35中的高频脉动信号。∑Δ调制器35可以包括与门51A和51B，当期望使用高频脉动信号生成器37产生的高频脉动信号时所述与门接收使能信号(EN1和EN2)。
高频脉动信号生成器37尤其被设计用于以更大改进频率合成器20的操作的方式产生高频脉动信号。特别地，高频脉动信号生成器产生高频脉动信号，所述高频脉动信号平均加起来大致为零值。因此，高频脉动信号生成器37基本上避免向频率合成器20引入频率偏移(高频脉动偏移)。
例如，高频脉动信号生成器37可以通过组合两个高频脉动分量而创建每个高频脉动信号。第一高频脉动对应于被加在先前时钟周期中的先前高频脉动信号的高频脉动分量，而第二高频脉动分量包括新产生的高频脉动分量。例如，每个时钟周期，线性反馈移位寄存器(LSFR)53能产生新的高频脉动分量。减法器54将LSFR53在先前时钟周期中产生的高频脉动分量从新的高频脉动分量中减去。时钟寄存器55能被用于存储每个时钟周期的LSFR53的输出，从而它在生成随后的时钟周期的高频脉动信号期间被减。按照期望，延时量也可以被调节。换言之，从新的高频脉动分量减去的先前高频脉动分量对应于产生新的高频脉动分量前的X时钟周期产生的分量，其中X是整数。
每个新的高频脉动分量被加，以产生高频脉动信号，同一分量在随后的时钟周期中被减，以对平均高频脉动值上的分量的效果取反，所述平均高频脉动值即引入频率合成器20的高频脉动偏移。换言之，高频脉动信号生成器37通过将第二脉动分量减去第一脉动分量而产生第一脉动信号，且在随后时钟周期高频脉动信号生成器37通过将第三高频脉动分量减去第二高频脉动分量而产生第二高频脉动信号。从而，在平均高频脉动值上第一高频脉动信号的第二高频脉动分量的效果被平均高频脉动值上的第二高频脉动信号的第二高频脉动分量的效果取消。
同样，高频脉动信号生成器37通过将第四高频脉动分量减去第三高频脉动分量而产生第三高频脉动信号。在平均高频脉动值上第二高频脉动信号的第三高频脉动分量的效果被平均高频脉动值上的第三高频脉动信号的第三高频脉动分量的效果取消。另外，高频脉动信号生成器37通过将第五高频脉动分量减去第四高频脉动分量而产生第四高频脉动信号。以此方式，在平均高频脉动值上第三高频脉动信号的第四高频脉动分量的效果被平均高频脉动值上的第四高频脉动信号的第四高频脉动分量的效果取消。因此，引入高频脉动信号的总效果可以被随后引入其他高频脉动信号的取消。当使用一时钟周期的延时的时候，随着每个经过的周期，只有最近增加的新高频脉动分量促使偏移。较大的延时可以导致促使任何给定实例处的偏移的两个或更多高频脉动分量。然而在任何情况下，在平均偏移能被认为大致为零，因为高频脉动信号的引入是随后引入其他高频脉动信号的取消。
图4中说明的配置的另一优点是，与高频脉动信号的生成相关的传递函数是与分频因子的生成相关的传递函数的逆。更具体地讲，与高频脉动信号生成器37相关的传递函数是与M-N累加器46、47相关的传递函数的逆。在图4的说明的示例中，高频脉动信号生成器37的传递函数是(1-Z-1)，而M-N累加器46、47的传递函数是1/(1-Z-1)。通过将传递函数配置为另一个的逆，高频脉动生成器37和∑Δ调制器35的集体传递函数大致等于一，即单一传递函数。因此，于引入高频脉动信号相关的总传递函数为一。
或者，在其他配置中，高频脉动信号生成器37的传递函数可以是(1-Z-1)2，例如，如果MN累加器的传递函数为1/(1-Z-1)2。一般，高频脉动信号生成器37的传递函数可以是1/(1-Z-k)n，其中k和n是整数。在任何情况下，传递函数高频脉动信号生成器37能被选择为M-N累加器46、47的传递函数的逆，从而于引入高频脉动信号相关的总传递函数为一，即单位传递函数。
图5是说明M-N累加器46和47的示例性配置的框图。如所示出，累加器46在M的步骤中累加(加高频脉动)，直到累加值大于N。同样，引入高频脉动能随机化∑Δ调制器35产生的分频因子序列。
随着每个时钟周期，M的另一值被累加。如果累加值没超过N(按照溢出信号63的值所定义)，则零值被量化为输出65。更具体地讲，减法器64将输入值N(对应于期望的分频因子的分数部分的分母)从加法器66的结果(对应于M的增量中的当前累加)中减去。如果N大于当前累加，则减法器64产生溢出信号1，所述信号被取消以产生输出65。另外，溢出信号63由乘法器67用来选择当前累加以更新寄存器68。寄存器68的内容接着在随后的时钟周期中与值M相加。通过示例，减法器64可以通过检验减法器结果的两分量的最高有效位比特而很快地产生溢出信号63。
溢出信号63用于量化分频因子的分数部分。只要N大于累加值(在M的步骤中被累加)，信号63为1，然后通过取消器69将信号63取消以产生分频因子的分数部分的零量化值。然而，只要累加值超过N，信号63就变为0，通过取消器69将信号63取消以产生分频因子的分数部分的1的量化。再次参考图4，M-N累加器46的输出被加在分频因子(L)的整数部分，以产生控制信号44。
M-N累加器47以与上述M-N累加器47的操作相似的方式操作。特别地，组合器76操作类似于组合器66，减法器74操作类似于减法器64，乘法器77操作类似于乘法器67，寄存器78操作类似于寄存器68，溢出信号73以与产生溢出信号63相似的方式被产生，以及取消器79操作类似于取消器69。
然而，不像接收输入M的M-N累加器46，二阶M-N累加器47接收累加器46的乘法器67的输出作为输入，累加器46的乘法器67的输出也表示每个时钟周期与量化累加器46的输出信号65相关的误差。因此，M-N累加器47用于纠正二阶量化效果。如图4中所说明，二阶M-N累加器47的输出75由组合器48加到控制信号44，而且也存储在寄存器49中以便在下一时钟周期中由组合器48减去。按照期望，甚至更高阶的M-N累加器也能被加入以提供由∑Δ调制器35产生的分频因子的更高精度。或者，相似于M-N累加器46和47的输出可以使用用于量化随时钟周期序列上的输入变量的一个或多个查找表来产生，以定义平均起来期望的分数分频因子。
图6是说明与本公开的原理一致的技术的流程图。如所示出的，锁相环31的高频脉动信号生成器37产生高频脉动信号(81)，从而在锁相环31的几个迭代过程上高频脉动偏移大致等于零。∑Δ调制器35接收噪声成形高频脉动信号以及表示将要被产生的分频因子的值，并且产生经噪声成形(82)的输出。特别地，∑Δ调制器35的输出可以被噪声成形，从而与M-N累加器46、47相关的传递函数是与高频脉动信号生成器37相关的传递函数的逆。可变分频器32应用∑Δ调制器35的输出以选择分频比(83)，并且通过分频比分频振荡器30的输出(84)。相位检测器34比较从可变分频器32接收的分频值与基准频率41，以检测与振荡器30相关联的频率误差和/或相位误差(85)。环路滤波器36滤波相位检测器34产生的误差信号(86)，并且应用该电压的错误信号，以调节压控振荡器30的输出(87)。而且，电荷泵38可以被用于基于误差信号创建到压控振荡器30的期望的输入电压。
该过程可以在频率合成器20的操作期间以闭环方式继续，从而改进合成器20的频率合成。特别地，频率合成过程能通过使用从两个或多个高频脉动分量产生的高频脉动信号而被改进，从而由高频脉动信号生成器37引入的平均高频脉动偏移大致为零。
图7是说明与本公开的原理一致的技术的流程图。如所示出的，锁相环31的高频脉动信号生成器37通过将新的高频脉动分量X从先前产生的高频脉动分量X-n中减去而产生高频脉动信号(91)。整数n可以对应于时钟周期延时，而且可以被选择为1或更大。如果n＝1，则每个新的高频脉动信号包括被减分量，所述被减分量对应于前一刻的高频脉动信号的分量，即先前时钟周期中产生的高频脉动信号。如果n＝2，则每个新的高频脉动信号包括被减分量，所述被减分量对应于新的高频脉动信号之前两个时钟周期产生的高频脉动信号的分量，等等。
在高频脉动信号生成器37产生高频脉动信号(91)之后，∑Δ调制器35使用高频脉动信号产生PLL的分频因子(92)。∑Δ调制器35可以接收高频脉动信号以及表示将被产生的分频因子的值，并且基于这些输入产生分频因子。此过程可以循环方式继续，以产生PLL的随后迭代的分频因子(如93的是支路所示)。值X被说明为随每个迭代而递增(94)，以说明每个经过的时钟周期产生新的高频脉动分量。
已经描述了几个实施例，例如∑Δ控制PLL已经被描述，它是实现能降低或消除高频脉动偏移的引入的一种高频脉动信号生成技术。不过，可以进行多个修改而不超出本公开的范围。例如，∑Δ调制器可以使用存储在存储器中的查找表而被实现，而非使用如图4和5中示出的M-N累加器。另外，更高阶∑Δ调制器可以被使用，而非如图4中说明的二阶∑Δ调制器。例如，三阶M-N累加器能被加入，或者，将三阶精度加到∑Δ调制器的一组查找表可以被使用。也能代表甚至更高阶，尽管例如四阶或更高阶的累加器引入的精确度增加程度相对较小。
同样，可以在除无线通信设备的其他设备中实现多个上述技术之一。而且，相同或相似的技术可以结合振荡器而非压控振荡器使用。例如，相似的技术可以被用于调节当前压控振荡器，等等。此外，尽管多个实施例的多个细节方面以及被描述为使用硬件实现，相同或相似的技术可以使用软件、固件或者硬件、软件及固件的多种组合实现。因此，这些和其他实施例在权利要求书的范围内。
权利要求
1.一方法包括从两个或更多高频脉动分量产生高频脉动信号，至少一个高频脉动分量包括用在产生先前高频脉动信号中的分量；以及产生分频因子，用在至少部分基于产生的高频脉动信号的频率合成器的锁相环中。
2.如权利要求1所述的方法，其特征在于，产生高频脉动信号包括从新的高频脉动分量中减去用在产生先前高频脉动信号中的高频脉动分量。
3.如权利要求1所述的方法，其特征在于，将产生高频脉动信号与从先前高频脉动信号的生成分隔开整数个时钟周期。
4.如权利要求1所述的方法，还包括通过累加产生的高频脉动信号与输入信号来产生分频因子以量化产生的分频因子的分数部分，所述输入信号表示平均分频因子的分数部分。
5.如权利要求4所述的方法，其特征在于，产生分频因子还包括将分频因子的经量化分数部分与分频因子的非分数部分相加。
6.如权利要求4所述的方法，其特征在于，与产生高频脉动信号相关联的传递函数是与累加产生的高频脉动信号和输入信号相关的传递函数的逆。
7.如权利要求1所述的方法，还包括按分频因子分频与频率合成器相关的压控振荡器的振荡信号。
8.如权利要求7所述的方法，还包括比较被分频的振荡信号与基准频率以及基于比较对压控振荡器的输入电压调整。
9.一方法包括通过将第二高频脉动分量减去第一高频脉动分量而产生第一高频脉动信号；以及通过将第三高频脉动分量减去第二高频脉动分量而产生第二高频脉动信号，从而平均高频脉动值上第一高频脉动信号的第二高频脉动分量的效果被平均高频脉动值上的第二高频脉动信号的第二高频脉动分量的效果取消。
10.如权利要求9所述的方法，还包括通过将第四高频脉动分量减去第三高频脉动分量而产生第三高频脉动信号，从而平均高频脉动值上第二高频脉动信号的第三高频脉动分量的效果被平均高频脉动值上的第三高频脉动信号的第三高频脉动分量的效果取消。
11.如权利要求10所述的方法，还包括通过将第五高频脉动分量减去第四高频脉动分量而产生第四高频脉动信号，从而平均高频脉动值上第三高频脉动信号的第四高频脉动分量的效果被平均高频脉动值上的第四高频脉动信号的第四高频脉动分量的效果取消。
12.如权利要求11所述的方法，还包括产生用在频率同步器的锁相环中的分频因子，其中产生分频因子包括应用产生的高频脉动信号；以及应用频率同步器的锁相环中的分频因子。
13.如权利要求9所述的方法，其特征在于，产生第一高频脉动信号之后，整数个时钟周期上产生第二高频脉动信号。
14.一频率合成器包括振荡器；以及锁相环，控制振荡器的振荡信号的频率，所述锁相环包括高频脉动信号生成器，从两个或更多高频脉动分量产生高频脉动信号，至少一个高频脉动分量包括了在产生先前的高频脉动分量中所用的分量；调制器，至少基于产生的高频脉动信号产生分频因子；以及分频器，应用分频因子。
15.如权利要求14所述的频率合成器，其特征在于，高频脉动信号生成器通过将新的高频脉动分量减去用在产生先前高频脉动信号中的分量而产生高频脉动信号。
16.如权利要求14所述的频率合成器，其特征在于，调制器通过累加产生的高频脉动信号与输入信号来产生分频因子以量化产生的分频因子的分数部分，所述输入信号表示平均分频因子的分数部分。
17.如权利要求16所述的频率合成器，其特征在于，调制器还通过将分频因子的经量化分数部分与分频因子的非分数部分相加而产生分频因子。
18.如权利要求16所述的频率合成器，其特征在于，与产生高频脉动信号相关的传递函数是与累加产生的高频脉动信号和输入信号相关的传递函数的逆。
19.如权利要求14所述的频率合成器，其特征在于，分频器通过按分频因子分频振荡器的振荡信号而应用锁相环中的分频因子。
20.如权利要求19所述的频率合成器，其特征在于，锁相环还包括相位检测器，比较被分频的振荡信号与基准频率；环路滤波器，滤波比较的结果；以及电荷泵，基于比较的结果将输入电压应用于压控振荡器。
21.频率合成器包括振荡器；以及锁相环，控制振荡器的振荡信号的频率，所述锁相环包括高频脉动信号生成器，通过将第二高频脉动分量减去第一高频脉动分量而产生第一高频脉动信号，以及通过将第三高频脉动分量减去第二高频脉动分量而产生第二高频脉动信号，从而在平均高频脉动值上第一高频脉动信号的第二高频脉动分量的效果被平均高频脉动值上的第二高频脉动信号的第二高频脉动分量的效果取消。
22.如权利要求21所述的频率合成器，其特征在于，高频脉动信号生成器通过将第四高频脉动分量减去第三高频脉动分量而产生第三高频脉动信号，从而在平均高频脉动值上第二高频脉动信号的第三高频脉动分量的效果被平均高频脉动值上的第三高频脉动信号的第三高频脉动分量的效果取消。
23.如权利要求22所述的频率合成器，其特征在于，高频脉动信号生成器通过将第五高频脉动分量减去第四高频脉动分量而产生第四高频脉动信号，从而平均高频脉动值上第三高频脉动信号的第四高频脉动分量的效果被平均高频脉动值上的第四高频脉动信号的第四高频脉动分量的效果取消。
24.如权利要求23所述的频率合成器，其特征在于，锁相环还包括调制器，产生分频因子，其中调制器在产生分频因子期间应用产生的高频脉动信号；以及分频器，应用所述分频因子。
25.无线通信设备包括频率合成器，包括振荡器和锁相环，所述锁相环控制振荡器的振荡信号的频率，其中锁相环包括高频脉动信号生成器，从两个或更多高频脉动分量产生高频脉动信号，至少一个高频脉动分量包括用在产生先前的高频脉动分量中的分量；调制器，至少部分基于产生的高频脉动信号产生分频因子；以及分频器，将分频因子应用于频率合成器的频率锁相环中；以及混频器，使用振荡器的振荡信号混合波形。
26.如权利要求25所述的无线通信设备，其特征在于，高频脉动信号生成器通过将新的高频脉动分量减去用在产生先前高频脉动信号中的分量而产生高频脉动信号，以及所述调制器通过累加产生的高频脉动信号与输入信号来产生分频因子以量化产生的分频因子的分数部分，所述输入信号表示平均分频因子的分数部分。
27.如权利要求25所述的无线通信设备，还包括接收机，所述接收机接收RF波形，其中混频器使用频率合成器产生的振荡信号将接收的RF波形下混频到基站信号。
28.如权利要求25所述的无线通信设备，还包括发射机，所述发射机发送波形，其中混频器通过将基带信号调制到频率合成器产生的振荡器信号上而混合波形，以创建传输前的波形。
29.如权利要求25所述的无线通信设备，其特征在于，设备从下述组中选择，所述组由以下组成个人数字助理、膝上计算机、桌上计算机、蜂窝无线电话以及卫星无线电话。
30.无线通信系统包括频率合成器，包括振荡器和锁相环，所述锁相环控制振荡器的振荡信号的频率，其中锁相环包括高频信号生成器，它通过将第二高频脉动分量减去第一高频脉动分量而产生第一高频脉动信号，以及通过将第三高频脉动分量减去第二高频脉动分量而产生第二高频脉动信号，从而在平均高频脉动值上第一高频脉动信号的第二高频脉动分量的效果被平均高频脉动值上的第二高频脉动信号的第二高频脉动分量的效果取消；以及混频器，使用振荡器的振荡信号混合波形。
31.如权利要求30所述的无线通信设备，还包括接收机，所述接收机接收RF波形，其中混频器使用频率合成器产生的振荡信号将接收的RF波形下混频到基站信号。
32.如权利要求30所述的无线通信设备，还包括发射机，所述发射机发送波形，其中混频器通过将基带信号调制到频率合成器产生的振荡器信号上而混合波形，以创建传输前的波形。
33.一装置包括第一组数字电路，从两个或更多高频脉动分量产生高频脉动信号，至少一个高频脉动分量包括了在产生先前高频脉动分量中所用的分量；第二组数字电路，至少部分基于产生的高频脉动信号产生分频因子；以及第三组数字电路，将分频因子应用于频率合成器的频率锁相环中。
34.如权利要求33所述的装置，其特征在于，第一组数字电路通过将新的高频脉动分量减去用在产生先前高频脉动信号中的分量而产生高频脉动信号。
35.如权利要求33所述的装置，其特征在于，第二组电路通过累加产生的高频脉动信号与输入信号来产生分频因子以量化产生的分频因子的分数部分，所述输入信号表示平均分频因子的分数部分。
36.如权利要求35所述的装置，其特征在于，第二组电路还通过将分频因子的经量化分数部分与分频因子的非分数部分相加而产生分频因子。
37.如权利要求35所述的装置，其特征在于，与产生高频脉动信号相关的传递函数是与累加产生的高频脉动信号和输入信号相关的传递函数的逆。
38.一装置包括数字电路被配置用于通过将第二高频脉动分量减去第一高频脉动分量而产生第一高频脉动信号；以及通过将第三高频脉动分量减去第二高频脉动分量而产生第二高频脉动信号，从而在平均高频脉动值上第一高频脉动信号的第二高频脉动分量的效果被平均高频脉动值上的第二高频脉动信号的第二高频脉动分量的效果取消。
39.如权利要求38所述的装置，其特征在于，数字电路还被配置用于通过将第四高频脉动分量减去第三高频脉动分量而产生第三高频脉动信号，从而在平均高频脉动值上第二高频脉动信号的第三高频脉动分量的效果被平均高频脉动值上的第三高频脉动信号的第三高频脉动分量的效果取消。
40.如权利要求39所述的装置，其特征在于，数字电路还被配置用于通过将第五高频脉动分量减去第四高频脉动分量而产生第四高频脉动信号，从而在平均高频脉动值上第三高频脉动信号的第四高频脉动分量的效果被平均高频脉动值上的第四高频脉动信号的第四高频脉动分量的效果取消。
41.一频率合成器，包括振荡器；以及用于控制振荡器的振荡信号频率的装置，其中用于控制的装置包括用于从两个或更多高频脉动分量产生高频脉动信号的装置，至少一个高频脉动分量包括了在产生先前高频脉动分量中所用的分量；用于至少部分基于产生的高频脉动信号产生分频因子的装置；以及用于应用分频因子的装置。
42.如权利要求41所述的频率合成器，其特征在于，用于产生高频脉动信号的装置包括用于产生新的脉动分量的装置，以及用于将新的高频脉动分量减去用在产生先前高频脉动信号中所用的分量的装置。
43.一频率合成器，包括振荡器；以及用于控制振荡器的振荡信号频率的装置，其中用于控制的装置包括装置用于，通过将第二高频脉动分量减去第一高频脉动分量而产生第一高频脉动信号；以及装置用于，通过将第三高频脉动分量减去第二高频脉动分量而产生第二高频脉动信号，从而在平均高频脉动值上第一高频脉动信号的第二高频脉动分量的效果被平均高频脉动值上的第二高频脉动信号的第二高频脉动分量的效果取消。
44.如权利要求43所述的频率合成器，其特征在于，用于控制的装置还包括用于至少部分基于产生的高频脉动信号产生分频因子的装置；用于应用分频因子以分频振荡器的振荡信号的装置；用于基于被分频的振荡信号和基准频率的比较而检测振荡信号中的频率误差的装置；以及用于基于比较调节到振荡器的输入的装置。
45.一方法包括产生一系列应用在锁相环中的高频脉动信号；以及选择高频脉动信号，从而锁相环中引入的平均高频脉动值大致为零。
全文摘要
本公开指向用在无线通信设备中的频率合成器。所述频率合成器包括振荡器，诸如压控振荡器(VCO)和∑Δ受控锁相环(PLL)，所述PLL确定和控制频率合成器的输出频率。∑Δ受控PLL可以实现能降低或消除平均频率偏移的引入的高频抖动信号生成技术。
文档编号H03L7/197GK1650523SQ03809876
公开日2005年8月3日 申请日期2003年3月11日 优先权日2002年3月12日
发明者A·法西姆 申请人:高通股份有限公司