降频变换方法及补偿杂散响应的拓扑的利记博彩app

专利名称：降频变换方法及补偿杂散响应的拓扑的利记博彩app
技术领域：
本发明总体上涉及通信，特别是涉及对补偿杂散响应的RF(射频)信号进行解调的方法和装置。本发明的优选实施例满足便宜、高性能、全集成、多标准接收机的需要。
背景技术：
许多通信系统将来自基带的电磁信号调制到较高的频率以用于传输，并随后将那些高频率在它们到达接收机时解调回它们的原始频带。原始(或基带)信号可以是，例如数据、声音或视频。这些基带信号可由传感器如传声器或视频摄像机产生，可以是计算机产生的，或可以是传输自电子存储设备。总之，高频率信号比基带信号提供更长的范围和更高的容量通道，且因为高频率信号可有效地通过空气传播，它们可用于无线传输及有线的或波导的通道。
所有这些信号通常被称为RF信号，其均为电磁信号；即，通常与无线电波传播关联的电磁光谱内的具有电和磁特性的波形。
采用调制和解调技术的有线通信系统包括计算机通信系统，如局域网(LAN)、点对点通信、及宽域网(WAN)如因特网。这些网络通常在电传导或光纤通道上通信数据信号。采用调制和解调技术的无线通信系统包括那些用于公共广播如AM和FM无线电及UHF和VHF电视的系统。私用通信系统可包括移动电话网络、个人传呼设备、由出租车服务使用的HF无线电系统、微波主干网络、蓝牙标准下的互连装置、及人造卫星通信。使用RF调制和解调的其他有线和无线系统对于本领域那些技术人员是公知的。
大多数RF接收机使用“超外差式”拓扑，其在有限范围的应用中提供良好的性能，如在公共广播FM无线电接收机中。正如将要所阐释的，超外差式设计局限使其在更复杂的现代应用中更为昂贵，但性能很差。
超外差式接收机使用两步频率变换方法将RF信号变换成基带信号。图1示出了典型的超外差式接收机10的框图。标记为M1 12和M2 14的混频器用于将RF信号译码为基带或一些中频(IF)信号。元件的平衡将被处理的信号放大并过滤其中的噪声。
RF带通滤波器(BPF1)18首先过滤来自天线20的信号(注意该带通滤波器18还可以是双工器)。低噪声放大器22接着将所过滤的天线信号放大，增加RF信号的强度并降低接收机10的噪声系数。信号接着由通常被看作镜像抑制滤波器的另一带通滤波器(BPF2)24过滤。信号接着进入混频器M1 12，其将来自镜像抑制滤波器24的信号与本机振荡器(LO1)26产生的周期信号相乘。混频器M1 12从镜像抑制滤波器24接收信号并将其转换为较低的频率，即大家所知的第一中频(IF1)。
通常，混频器是一电路或器件，其在其输入接受两个不同的频率，并在其输出呈现结果(a)信号频率等于输入信号频率的和；(b)信号频率等于输入信号频率之间的差；及(c)最初的输入频率。
混频器的典型实施例是数字开关，其可产生较上述更多的频声。
IF1信号接着由通常被叫作信道滤波器的带通滤波器(BPF3)28过滤，其被使得以IF1频率为中心，从而过滤掉不想要的第一混频过程的积；上面的信号(a)和(c)。这对于在执行第二混频过程时防止这些信号干涉所需要的信号是必要的。
信号接着被中频放大器(IFA)30放大，并通过使用混频器M2 14和本机振荡器(LO2)32使其与第二本机振荡器信号混频。第二本机振荡器LO2 32产生周期信号，其通常被变成IF1频率。因此，来自M2 14的输出的信号现在是在基带，即，信号被最初产生的频率。使用低通滤波器LPF38将噪声从所想要的信号中过滤掉，接着信号被传递给某些表达方式、处理或录制装置。例如，在无线电接收机的情况下，这可以是声频放大器，而在计算机调制解调器的情况下，这可以是对数字变换器的模拟。
注意，同样的过程可用于将任何电信号从一频率调制或解调到另一频率。
超外差式设计的主要问题是--其要求昂贵的离线(off-chip)元件，特别是带通滤波器18、24、28，及低通滤波器38；--离线元件要求设计均衡，其增加了功率消耗并降低了系统增益；--镜像抑制由离线元件限制，而不是由目标集成技术限制；--数字噪声的隔离可能是一问题；及--其不是全集成的。
用在超外差系统中的带通和低通滤波器18、24、28和38必须是高质量的器件，从而不可用电子可调的滤波器。同样，在多标准/多频率应用中使用超外差式系统的唯一方式是对每一频带使用分开的离线滤波器组。
直接变换收发机试图使用一个混频器和一个本机振荡器在一个步骤中执行升频和降频变换。在降频变换到基带的情况下，这要求本机振荡器(LO)的频率等于输入RF信号的频率。如果直接变换接收机的LO信号漏入信号通道，其将与输入信号一起被解调到基带，从而导致干扰。该LO漏泄问题限制了直接变换收发机的效用。
现有技术的当前问题之一是开发有效的接收机，其可适应于在器件使用期间由改变接收条件甚或改变标准引起的变化的要求。对于移动电话及类似的消费者项目，需要具有能够全集成在便宜、低功率集成电路(IC)上的接收机。
实现低成本、高功率效率的收发机的持续要求导致集中研究高集成度设计的使用；便携系统的日益重要的方面，包括移动电话手持机。这已证明是特别有挑战性的，因为所感兴趣的无线电信行业(特别是低功率移动/微移动声音/数据个人通信系统)的频率已上升到先前使用的频率(大约900MHz)之上，达到1GHz以上的频谱。
然而，目前尚没有任何试图已取得很大的成功。高集成的接收机设计通常具有非常大的噪声及质量问题。同样，几乎没有任何试图致力于瞬时的或杂散噪声问题。
因此，需要一种致力于上述问题的调制和解调方法和装置。所希望的是，该设计是全集成的、便宜的并具有高性能的。同样，需要该设计很容易应用到多标准/多频率应用中。

发明内容
因此，本发明的目标在于提供调制和解调的新方法和系统，其消除或减轻现有技术中的至少一个缺点。
本发明的一个方面被定义为解调器电路，用于仿真输入信号与本机振荡器(LO)信号的降频变换，解调器电路包括第一混频器，用于接收输入信号x(t)并将输入信号x(t)与多声混频信号φ1混频，以产生输出信号φ1x(t)；第二混频器，用于接收作为输入的信号φ1x(t)并将信号φ1x(t)与单声混频信号φ2混频，以产生输出信号φ1φ2x(t)；用于产生多声混频信号φ1的第一信号发生器；用于产生单声混频信号φ2的第二信号发生器，其中φ1*φ2在正被仿真的本机振荡器信号的频率处具有很大的功率；及功率测量电路，用于测量输出信号φ1φ2x(t)的功率；第二信号发生器从功率测量电路接收功率电平信号输出，并改变单声混频信号φ2的特征以降低输出信号φ1φ2x(t)的功率电平。
本发明的另一方面被定义为仿真输入信号x(t)解调到输入信号与本机振荡器(LO)信号的积的方法，该方法包括步骤产生多声混频信号φ1；产生单声混频信号φ2，其中φ1*φ2在正被仿真的本机振荡器的频率处具有很大的功率，且在所述输入信号x(t)、被仿真的LO信号或输出信号φ1φ2x(t)的频率处φ1和φ2均不具有大功率；将输入信号x(t)与多声混频信号φ1混频，以产生输出信号φ1x(t)；将信号φ1x(t)与单声混频信号φ2混频，以产生输出信号φ1φ2x(t)；及调节单声混频信号φ2的特征以使输出信号φ1φ2x(t)的功率最小。


本发明的这些及其他特征从下面的参考附图的详细描述将变得更加明显，其中图1为现有技术中的超外差式系统的框图；图2为本发明的显著实施例的解调器拓扑的框图；图3为本发明的一实施例中的虚拟本机振荡器(VLO)混频信号的定时图；图4为示范可能的噪声问题的频谱分析；图5为本发明的一实施例的示例性解调器拓扑的框图；图6为本发明的一实施例的示例性频率控制电路的框图；图7为本发明的一实施例的功率及控制信号α之间的示例性关系的曲线图；图8为本发明的一实施例的用于频率控制电路和自动增益控制(AGC)电路的示例性安排的框图；图9为图6的示例性频率控制电路的框图，其确定在AGC电路工作时哪一元件应保持其状态，哪一元件不应保持其状态；及图10为实施本发明的方法的流程图。
具体实施例方式
图2的框图呈现了致力于上面略述的多个目标的电路。该图表示了解调器拓扑50，其中，输入信号x(t)通过将其与两个混频信号φ1和φ2混频而被降频变换。如将要描述的，这两个混频信号φ1和φ2非常不同于用在通常的两步变换拓扑(如超外差式拓扑)中的混频信号。与直接变换方法的主要区别在于，本发明的两个混频信号被用于仿真单一混频信号，且它们进行该项任务并不存在直接变换常有的缺点，如自混频。
如图2所示，输入信号x(t)与多声混频信号φ1混频，其使用第一混频器52(多声的，或非多声的，涉及具有一个以上的基频声的信号。单声信号具有一个基频声并可具有其他与基声和声的频声)。所得到的信号，φ1x(t)，接着借助于第二混频器54与单声混频信号φ2混频，产生输出信号φ1φ2x(t)。这些混频信号φ1和φ2在此通常被称作“虚拟本机振荡器”(VLO)信号，因为它们仿真本机振荡器信号；φ1*φ2的积在本机振荡器信号的频率正被仿真时具有很大的功率。在优选实施例中，在输入信号x(t)、被仿真的LO信号或输出信号φ1φ2x(t)的频率处φ1和φ2均不具有大功率，但这些限制可被稍微放松。具有这些特征的混频信号大大解决了自混频的问题，因为VLO信号在将出现在输出信号中的频率处不具有大的功率。
这些VLO信号将在下文中进行详述，但一对示例性的φ1和φ2混频信号出现在图3中，以振幅对时间的方式绘出。从图3中应重点注意的是1.φ1不是单声的(其是多声的)；2.φ2是单声的；3.φ1和φ2的积；φ1*φ2，其明显等于被仿真的LO信号。因此，该解调拓扑的输出，φ1φ2x(t)，将等于假设的LO*x(t)降频变换器的输出；及4.φ1和φ2在被仿真的LO信号的频率处均不具有很大的功率。
还应重点注意的是，在电路的工作中，没有实际的“φ1*φ2”信号曾被产生，如果有，也仅是产生了可以忽略的量。混频器52、54接收分开的φ1和φ2信号，并使用不同的物理元件将它们与输入信号x(t)混频。因此，没有LO信号漏泻入电路。
从图3看这些混频信号的一个周期，φ1*φ2信号的产生是清楚的


这些混频信号可用多种方式产生，大多数方式均在未决的专利申请(如未决的PCT国际申请PCT/CA00/00994、PCT/CA00/00995及PCT/CA00/00996)中有所描述。例如，多声信号发生器56可由以固定频率工作的振荡器及线性反馈移位寄存器(LFSR)电路组成。这样的LFSR电路通常用于产生CDMA(码分多址)通信系统中的类似的序列。当然，单声信号发生器58可仅包括振荡器。
当VLO混频信号的使用非常有效时，将有功率产生在某些地方，而不是RF载波频率；“不想要的功率”可在图4的频谱测试数据中看到。该不想要的功率的量可经时延和信号φ2的频率进行控制。不想要的功率将降频变换位于“不想要的功率频率”处的信号。例如，如果在2100MHz有不想要的功率，且在2100MHz有带RF信号的输出，该RF信号将在想要的信号的上面被降频变换。然而，该降频变换后的功率将被“想要的功率”减“不想要的功率”所得的差(对于图4，这是～37dB)削弱。我们将该差在此称为WmU(想要的减不想要的)。
如果RFwanted表示想要的RF功率，在基带的功率的总量大约为BBpower＝RFwanted+10^(-WmU/10)*RFunwanted(1)有两种直接的方式解决该问题1.调节φ2的时延，从而修改WmU的值；或2.调节φ2的频率，使得RFunwanted声不会落在基带的想要的信号的上面。
在每一方法中，BBpower被最小化为1或2中的变量的函数。本文档致力于解决方案2，但可同样应用于解决方案1，其通过重新命名变量。
因此，图2的拓扑被提供以功率测量电路60，用于测量在基带频率的所述输出信号φ1φ2x(t)的功率。该功率测量电路60反馈到单声信号发生器58并被用于操纵φ2混频信号的参数，以使输出信号φ1φ2x(t)的功率最小。总之，φ2的任何参数均可根据电路的设计参数及将被抑制的噪声的性质进行操纵。在下文描述的优选实施例中，焦点在于操纵φ2信号的频率，但相位、振幅或波形同样可被操纵。
被操纵的φ2信号的参数的性质将同样规定单声信号发生器58的设计。如果φ2信号的频率正被操纵，单声信号发生器58可仅包括与锁相环(PLL)结合的压控振荡器(VCO)。
当该电路包含许多类似于通常使用的解调拓扑的元件时，其以唯一的方式使用它们。因而，该电路1.允许输入信号x(t)被降频变换，其使用完全集成的电路；2.不使用在正被仿真的本机振荡器信号的频率处包含很大的功率的混频信号。因而，频率变换还是被影响，但自混频及不想要的混频积均被避免；及3.当应用于多标准/多频率装置的开发时其是特别方便的，因为不要求过滤器，还因为宽范围的混频信号可容易地产生和操纵。例如，数字信号处理器(DSP)可被用于在单一装置中调整用于大量标准和频率的混频信号。
从下文描述的本发明的其他实施例，本发明的其他优点同样将变得清晰的。
应注意的是，两个混频器52和56的特殊的设计参数对于本领域技术人员而言应是清楚的，具有关联的噪声系数、线性响应及变换增益的典型性质。这些混频器的选择和设计应符合现有技术中已知的标准。
功率测量装置60也可是现有技术中已知的。功率测量通常被作为额外的输出提供，例如，在RF放大器中作为RSSI(所接收信号强度指示器)输出。
尽管图2暗示各种元件被实施为模拟形式，它们也可被实施为数字形式。混频信号在此通常按照二进位1和0进行呈现，然而，也可使用双极波形，±1。双极波形通常用在零散光谱应用中，因为它们使用换向混频器，其周期性地倒转它们的输入以与本机控制信号一致(该倒转过程不同于将信号与本机振荡器直接混频)。
本发明的大量其他实施例将被描述。
本发明的优选实施例的描述本发明的优选实施例被呈现为图5的框图。在中心，该拓扑包括经高通滤波器(HPF)76连接在一起的两个混频器72、74。在两混频器72、74的LO端口，VLO混频信号φ1和φ2被施加，使得引入的RF信号，x(t)，与在x(t)的RF载波频率处具有大功率的信号相乘，从而将其降频变换到基带。
第一混频器72最好是有源混频器，第二混频器74最好是无源混频器。有源混频器在以下几方面不同于无源混频器1.它们均提供变换增益；因而，有源混频器可替代低噪声放大器和无源混频器的结合；2.由于有源元件的阻抗，有源混频器在输入和输出端口之间提供更好的隔离；及3.有源混频器允许使用较低功率的混频信号，以降低产生混频信号时所导致的噪声。
尽管具有这些优点，在调制和解调拓扑中应用有源混频器还是有问题的。因为有源混频器是非线性器件，它们产生更多的“1/f”噪声并产生二阶失真(second-order distortion)。该噪声被叫作1/f噪声，因为其功率谱通常与频率成反比，换言之，噪声信号的功率越大，越接近DC(直流)。
在本发明的拓扑中，该二阶失真通过使用高通滤波器(HPF)76而被消除。因为第二混频器74是无源混频器，且其在相对较低的混频工作，其在信号中引入非常少的二阶失真。因而，该拓扑提供了有源混频的优点，不会将二阶失真引入输出信号。
如上所提及的，多声信号发生器56可以现有技术中已知的方式实施。总之，多声信号发生器56将被反馈以某些种类的振荡器信号，如现有技术所已知的。应注意的是，如果本发明被应用在多频带应用中，其非常适合于这种应用，多声信号发生器56和振荡器78具有宽的工作范围是必须的。
产生φ2混频信号的元件出现在图5的框图中，但将参考图6-10进行详细描述。在φ2发生电路的中心是频率控制电路80。其角色是接收来自混频器74和功率测量装置60的输出功率上的数据，并使用该数据操纵混频信号φ2的频率，以使该输出功率最小。在优选实施例中，混频信号φ2通过使用压控振荡器(VCO)82产生，从而频率控制电路80仅设计来在φ2所需要的频率范围内调节VCO 82的输出。作为φ2的功能，通过使基带处的功率最小，该解决方案将不想要的功率推到不会导致问题的位置。
在优选实施例中，功率测量装置60提供数字字节输出，当然，其也可提供其他形式。频率控制器80接收这些数字功率测量信号并确定输出功率电平是上升还是下降。其仅通过比较当前功率电平与先前保存的功率电平而进行确定。如果自先前保存的功率电平被接收以来功率电平已下降，则很显然，频率控制器80已指示VCO 82进行增加频率的调节，且向最小功率电平前进。因此，频率控制器80应通知VCO 82继续以同样的方式调节φ2的频率。
如果自先前保存的功率电平被接收以来功率电平已上升，则很显然频率控制器80和VCO 82正进行远离最小功率电平的调节，因此，调节应被倒转(即，如果当功率上升被检测到时φ2的频率正进行正的增加，则这些应被转换为负的频率调节。相反，如果当功率上升被检测到时正进行负的调节，则这些应被转换为正的频率调节)。任何执行类似的功率分析及φ2频率调节的电路均可被使用。
在下文描述的优选实施例中，外部的时钟84用于指导功率测量的采样，并在所保存的功率测量和当前功率测量之间设定时差。该信号也可由微控制器、数字信号处理器或类似的处理器件提供，且不是必须具有一致的周期。
同样在优选实施例中，时延锁存器和反馈环路被用于频率控制器80中。因此，对于使用某种方式的控制电路86的频率控制器80，设定初始条件是必须的。类似于外部时钟84，初始条件控制电路86的功能可由微控制器、数字信号处理器或类似的处理器件提供，或可仅使用门逻辑或ASIC(专用集成电路)提供。
频率控制电路80还可采用许多形式，在一简单的实现方式中，其可包括几个简单的逻辑和线性元件。另外，其几乎可以完全实施在DSP上的软件中。更复杂的实施如多标准装置通常将在DSP或ASIC上组合大量频率控制电路的功能。
压控振荡器(VCO)94是现有技术中公知的标准VCO，其产生解调器70的工作范围规定的范围中的单声信号。同样，控制电压输入将不得不与频率控制电路80的输出一致，但那是一种直接的设计方式。在下文描述的优选实施例中，VCO 82的模拟控制输入具有800mV到1.15V的范围，其在φ2输出上导致～160MHz到～40MHz的频率变化，但这些值完全由设计决定。
频率控制电路80的示例性实施例将参照图6-10进行描述。
频率控制电路80的示例性电路被呈现在图6的框图中。注意，Pi、Pi-1、αi及αi-1信号均是数字字节数据，而两个函数的输出或为+1或为-1值。该电路工作如下1.在第i步的初始功率，Pi，被接收并被传递通过时延锁存器90，使得历史功率测量Pi-1(第i-1步的功率)可被保存；2.在当前和保存的功率测量Pi和Pi-1之间的差接着使用加法器92进行计算；3.该差的符号(或+1或-1)接着使用Sgn(Pi-Pi-1)函数94进行确定；
4.该Sgn(Pi-Pi-1)函数94的输出接着通过使用乘法器96与α值的差的符号Sgn(αi-αi-1)相乘；5.乘法器96的输出被反馈给逆变器98(在该点信号在此被称作“x”)，并接下来反馈给可选环路滤波器100。环路滤波器100可以是必须的以提供额外的稳定性。注意，x是一位值，其确定αi是否将被增加或减少(在某些情况下该逆变器98可被去除)；6.过滤后的x信号接下来被输入给加法器102，在那里其被加到αi。αi的初始值是数字字节或字，其对应于所需要的输出SO_SEL_RX的初始值。初始的α值设定VCO 82的初始频率输出；7.加法器102的输出接下来被时延锁存器104延迟，其变成下一αi；8.αi信号接着使用时延锁存器106再次延迟，以保存历史的αi-1值；9.αi和αi-1之间的差接着使用加法器108进行计算，该差的符号通过使用Sgn(αi-αi-1)函数110取得。这产生Sgn(αi-αi-1)信号，其被反馈给乘法器96；及10.如上面所提出的，αi设定VCO 82的频率，其通常将通过数模转换器112转换为模拟形式，并被反馈给VCO 82。该输出信号在图6中被标记为SO_SEL_RX。
如上所述，在频率控制电路80中使信号的值初始化通常是必须的。通常，某些类的寄存器可被用于装入Pi、Pi-1、αi及αi-1信号的适当的值。可能的是，如果差小于某些所选择的值，Sgn函数将返回零值。
该电路的示例性的工作周期可发生如下


注意，x值确定α信号在下一环路中是否将被增加或减小。同样应注意的是，该环路导致到VCO 82的输出每次被增加一步。这导致到VCO 82的输出上升或下降5.5mV。该控制电路可容易地改变，以导致更大的或更小的步进。
图7示出了按上面示例性的表，输出功率P和控制信号α之间的关系的图表。在开始，输出功率P在电平5，α在-1。当α上升时功率电平P下降，功率电平P在电平0时最小，其对应于值4。功率电平P接着在0和1之间，而α在3和5之间。
图8和9示出了图5和6的电路可被怎样应用的框图。
在开始，需要设定φ2的频率为理想的理论级。图5的电路120被用于实现这个，与自动增益控制(AGC)环路122组合以设定到VCO82的输入。如图5所示，频率控制电路80和AGC控制环路122并联连接，二者均接收功率电平输入Pi。然而，这两个装置中只有一个的输出将被反馈给VCO 82，其由使能/禁用输入124控制。该使能/禁用输入124可使用阈值检测器控制，或可由DSP或类似的处理器件提供。
该电路120的工作最好按如下进行
1.AGC控制环路122首先被初始化，以发现正确的增益；接着2.AGC控制环路122被禁用，频率控制电路80被打开；3.如果在频率控制电路80的输入处的功率低于某些临界值，频率控制电路80被禁用，AGC控制环路122被使能；4.一旦在输入处检测到合理的功率电平P，频率控制电路80被再次使能，AGC控制环路122被禁用。
该过程将一直继续，直到频率控制电路80变成稳定的。
在电路的工作状态期间，频率控制电路80可被调整，但重要的是，在调整期间AGC控制环路122应被禁用。
同样应注意的是，当频率控制电路80被无效时，αi和αi-1的值应被固定，同时功率值Pi和Pi-1应被持续更新。受此影响的元件被示于图9中，被更新的元件被包括在框130中，应保持它们的值的元件被包括在框132中。
软件实施本发明可以许多形式实施，包括硬件、软件、或二者的结合。例如，本发明可被实施于现有的数字信号处理器(DSP)中，几乎没有硬件改动。
图10示出了示例性的方法。该方法通过执行下述步骤而实施1.在步骤140产生多声混频信号φ1；2.在步骤142产生单声混频信号φ2，其中φ1*φ2在正被仿真的本机振荡器信号的频率处具有很大的功率，在输入信号x(t)、被仿真的LO信号或输出信号φ1φ2x(t)的频率处φ1和φ2均不具有大功率；3.在步骤144，将输入信号x(t)与多声混频信号φ1混频，以产生输出信号φ1x(t)；4.在步骤146，将信号φ1x(t)与单声混频信号φ2进行混频，以产生输出信号φ1φ2x(t)；5.在步骤148，测量输出信号φ1φ2x(t)的功率；及
6.在步骤150调节单声混频信号φ2的特征以使输出信号φ1φ2x(t)的功率最小，并返回步骤142。
通过阅读本文档的其余部分，对该方法的修改将是明显的。
虚拟本机振荡器信号示例性的VLO信号集已在上文中描述。本部分的目的在于以更一般的方式呈现VLO信号，因为任何数量的VLO信号均可被产生，本发明可使用这些信号实施。
非周期的或随时间变化的混频信号比先前使用的单声振荡器信号具有更多的优点。这些虚拟本机振荡器(VLO)信号φ1和φ2的给定对具有特性1.它们的积仿真本机振荡器(LO)信号，该信号在频率处具有很大的功率，这对于将输入信号x(t)转换为所需要的输出频率是必要的。例如，将输入信号x(t)转换为基带，φ1*φ2必须具有在x(t)的载波频率的频率元件；及2.φ1和φ2之一在混频器对输出φ1(t)*φ2(t)*x(t)周围具有最小的功率，而另一个在输入信号x(t)的中心频率fRF周围具有最小的功率。“最小功率”意为功率应足够低，其在特定应用的环境中不会严重降级RF链的性能。
例如，如果混频器正解调输入信号x(t)到基带，最好φ1和φ2之一在DC周围具有最小功率。
因此，所需要的解调被影响，但没有LO信号漏泻入信号通道并出现在输出中。
如上面所提及的，将两信号混频在一起产生输出(a)信号频率等于输入信号频率的和；(b)信号频率等于输入信号频率之间的差；及(c)最初的输入频率。
因而，现有技术中已知的直接变换接收机必须在输入信号x(t)的载波频率处将输入信号x(t)与LO信号混频。如果直接变换接收机的LO信号漏泄入信号通道，其将与输入信号x(t)一起被解调到基带，从而导致干扰。本发明不使用LO信号，因而漏泄不会在基带输出φ1(t)*φ2(t)*x(t)中产生信号。
在输入信号x(t)或输出φ1(t)*φ2(t)*x(t)的频率的任何信号元件，在混频信号φ1和φ2之一中，将由其他混频信号抑制或消除。例如，如果混频信号φ2在升频变换的RF(输出)信号的带宽内具有一些功率量，且其漏泄入信号通道，则其将被混频信号φ1抑制，混频信号φ1在升频变换的RF(输出)信号的带宽内具有最小功率。该补充的混频抑制了来自混频信号φ1和φ2的干扰。
如上面所提及的，目前的接收机和发射机技术存在一些问题。例如，直接变换收发机遭受LO漏泄及1/f噪声问题，器限制了他们的容量，而外差式收发机要求镜像抑制技术，其很难以高级别的性能实现在芯片上。
通过使用补充的VLO信号，高度集成的收发机中的镜像抑制、LO漏泄及1/f噪声问题可被克服。这些信号是补充的，因为φ1和φ2信号之一在输出信号y(t)的频率周围具有最小功率(如果变换是到基带，其在DC周围)，而另一信号在输入信号x(t)的中心频率fRF周围具有最小频率。
总之，信号φ1和φ2可以是1.任意的或拟任意的，周期性的时间函数；2.模拟或数字波形；3.使用传统或非传统双极波建立的；4.平均为零；5.振幅调制的；及6.以多种方式产生，包括a.被保存在存储器中或退出；b.使用数字模块产生；c.通过使用噪声修整元件(如，delta-sigma元件)产生；或
d.使用具有额外位插入的PN序列建立，使得它们符合上述条件。
对本领域技术人员应该清楚的是，虚拟LO信号可被产生，其更大程度或较小程度地提供本发明的好处。在某些情况下其几乎没有LO漏泄，在其他情况下组合虚拟LO信号是可接受的，因为该信号还允许一定程度的LO漏泄。
虚拟本机振荡器信号还可以不同的形式产生，如使用三个或更多个补充信号，而不是上述的两个混频信号。这些和其他变化在下述的未决专利申请中有所描述1.在2000年9月1日申请的PCT国际申请PCT/CA00/00995，题为“用于射频(RF)信号的升频变换的改进的方法和装置”；2.在2000年9月1日申请的PCT国际申请PCT/CA00/00994，题为“用于射频(RF)信号的降频变换的改进的方法和装置”；及3.在2000年9月1日申请的PCT国际申请PCT/CA00/00996，题为“用于射频(RF)信号的升频及降频变换的改进的方法和装置”。
同相及正交信号在许多调制方案中，必须同时调制或解调输入信号的同相(I)和正交(Q)分量。
在这种情况下，不得不产生四个调制函数φ1I，其与φ1Q呈90度异相；及φ2I，其与φ2Q呈90度异相。信号φ1I和φ2I对必须满足上面列出的函数选择标准，φ1Q和φ2Q的信号对同样如此。
根据在此的描述，对于本领域技术人员，产生并操纵这样的信号的分量的设计应是清楚的。同样，产生这样的信号的另外的细节可从未决的PCT国际专利申请PCT/CA00/00994、PCT/CA00/00995和PCT/CA00/00996中获得。
本发明的优点本发明具有许多优于现有技术中的降频变换器的优点。如上面所提及的，本发明允许杂散信号从感兴趣的信号中减少并移除，其通过使关于不想要的功率的位置的基带功率最小而实现。
本发明还具有下述优点1.最小的1/f噪声；2.最小的镜像问题；3.本机振动器(LO)信号最少漏泄入RF输出频带；4.具有更高级的集成，因为其要求的元件可很容易地放置在集成电路上。例如，不要求大的电容器或复杂的滤波器；及5.因为设计的集成特性，其能很好地适于多频带、多标准应用。本发明的电路可使用非常宽范围的混频信号φ1和φ2而有效地工作，且这些混频信号可由适当的控制元件很容易地产生。
高级别的集成导致减少的IC(集成电路)引脚数、减少的信号功率损失、减少的IC功率要求、改善的SNR(信噪比)、改善的NF(噪声因素)、及减少的制造成本及复杂性。因此，本发明的设计使得便宜的多标准/多频率通信发射机和接收机的生产变成现实。
本发明在当其实施在单芯片设计内时优势最明显，消除了使半导体集成电路器件互相连接在一起的额外成本、降低了它们所需要的物理空间、并降低了总功率消耗。自最初的集成电路以来，逐渐增加的集成度已推动低成本、高容量、高可靠性及低功耗电子的发展。本发明将使通信器件能够追随其他消费电子产品已从其受益的同样的集成路线。
选择和供选方案对在此描述的拓扑可进行大量的变化，包括如下1.本发明的电路被描述在数字范围。它们也可被表示在模拟范围；2.如果使用合适的乘法器96，其忽略不相关的位，Sgn函数94、110可被去除；3.对于该设计中的某些或所有元件，可使用不同的信令。不同的信号是相对地具有正和负位势的信号，而不是相对地的单位势信号。不同体系结构的使用导致更强的输出信号，其可更加避免共模噪声。不同的VLO信号的产生是直接的，因为不同的VLO信号的给定对可以是相互的补充。使φ1适应不同的体系结构只要求产生补充的φ1P和φ1N对，其中φ1P和φ1N是相互倒相的，即φ1P＝-φ1N；4.现有技术中已知的各种混频器可被使用，如a.单平衡或双平衡的混频器。单平衡混频器相比于双平衡的混频器产生较少的噪声，因为单平衡混频器中只有较少的噪声贡献者。然而，单平衡混频器较不能避开外部的噪声，特别是共模噪声；b.有源或无源混频器；c.具有可调节性能的有源混频器。适当的有源混频器在未决的加拿大专利申请2,375,438中有所描述，其题为“高线性Gilbert IQ双混频器的改进”。该混频器具有可调节的增益和可调节的电流源。增益控制的提供是借助于大量不同的输入晶体管，每一个均被反馈以相同的输入信号。偏置电流的量通过使用大量电流源而进行控制，其按要求在电路内外进行电子切换；及5.包括分压器的高通滤波器76，可被用于设定共模输出。
结论对本领域技术人员很显然的是，本发明可被扩展到应付两个或三个标准，且虑及更多的偏置条件，而不仅是上面描述的。
本发明的电路可通过模拟语言形式的计算机软件代码或用于制造集成电路的硬件开发语言进行描述。该计算机软件代码可被保存为各种格式，并保存在各种电子存储介质上，包括计算机磁盘、CD-ROM、随机存取存储器(RAM)、及只读存储器(ROM)。同样，表示该计算机软件代码的电子信号也可经通信网络传输。
很明显，该计算机软件代码也可与其他程序的代码一起集成，实施为由外部程序调用或其他已知技术使用的核心或子例程。
本发明的实施例可被实施在各种集成电路技术上，其使用数字信号处理器(DSP)、微控制器、微处理器、现场可编程门阵列(FPGA)或分立元件。该实施对本领域技术人员而言是很清楚的。
在本文中的各种实施均按照场效应晶体管进行描述。当使用其他技术时，包括但不限于CMOS或双极结晶体管，这些实施是同样有优势的。类似地，不同于硅(Si)的适当的制造技术也可被使用，包括但不限于硅/锗(SiGe)、锗(Ge)、砷化镓(GaAs)、或蓝宝石上的硅(SOS)。发明人意于保护所有这些实施。
本发明可应用于各种通信协议和格式，包括振幅调制(AM)、频率调制(FM)、移频调制(FSK)、相位移调制(PSK)、移动电话系统包括模拟和数字系统如码分多址接入(CDMA)、时分多址接入(TDMA)和频分多址接入(FDMA)。
本发明可应用于这样的应用，如有线通信系统包括计算机通信系统，如局域网(LAN)、点对点信令、及宽域网(WAN)如因特网，其通过使用电或光纤线缆系统实现。同样，无线通信系统可包括那些用于公共广播的系统如AM和FM无线电、及UHF和VHF电视；或那些用于私人通信的系统如移动电话、个人传呼装置、无线本地回路、通过水电公司的家庭监控、无绳电话包括数字无绳欧洲电信(DECT)标准、移动无线电系统、GSM和AMPS移动电话，微波主干网络、蓝牙标准下的互连的设备、及卫星通信。
在本发明的特定实施例已被展示和描述的同时，很显然的是，可对这些实施例进行不脱离本发明的真实范围和实质的变化和修改。
权利要求
1.一种用于仿真输入信号x(t)与本机振荡器(LO)信号的降频变换的解调器电路，所述解调器电路包括第一混频器，用于接收所述输入信号x(t)，并将所述输入信号x(t)与多声混频信号φ1进行混频，以产生输出信号φ1x(t)；第二混频器，用于接收作为输入的所述信号φ1x(t)，并将所述信号φ1x(t)与单声混频信号φ2混频，以产生输出信号φ1φ2x(t)；用于产生所述多声混频信号φ1的第一信号发生器；用于产生所述单声混频信号φ2的第二信号发生器，其中φ1*φ2在正被仿真的所述本机振荡器信号的频率处具有很大的功率；及功率测量电路，用于测量所述输出信号φ1φ2x(t)的功率；所述第二信号发生器从所述功率测量电路接收功率电平信号输出，并改变所述单声混频信号φ2的特征以降低所述输出信号φ1φ2x(t)的功率电平。
2.根据权利要求1所述的电路，其中所述第二信号发生器改变所述φ2信号的频率。
3.根据权利要求2所述的电路，其中所述第二信号发生器包括压控振荡器(VCO)。
4.根据权利要求3所述的电路，其中所述第二信号发生器包括用于检测输出功率对时间的变化的装置；及频率控制电路，其指示所述VCO响应于输出功率对时间的变化而增加地调节所述φ2信号的频率。
5.根据权利要求4所述的电路，其中所述频率控制电路响应于所述功率电平对时间的下降趋势，其通过指示所述VCO以与过去相同的方式持续调节所述φ2信号的频率而实现。
6.根据权利要求4所述的电路，其中所述频率控制电路响应于所述功率电平对时间的上升趋势，其通过指示所述VCO倒转对所述φ2信号的频率进行的增加调节的方向。
7.根据权利要求4所述的电路，其中所述频率控制电路还包括用于校平所述输出功率值的变化的装置，以改善稳定性。
8.根据权利要求4所述的电路，其中所述用于检测输出功率的变化的装置包括具有数字输出的功率测量器件；用于从所述功率测量器件接收所述数字输出并延迟所述数字输出的时延器件；及用于比较当前数字输出及延迟的数字输出的比较器，从而确定功率电平随时间上升还是下降。
9.根据权利要求5所述的电路，还包括用于设定所述频率控制电路的初始条件的装置。
10.根据权利要求5所述的电路，还包括时钟，其确定所述频率控制电路的输出功率信号的采样和处理的定时。
11.根据权利要求2所述的电路，其中所述φ1和φ2信号在所述输入信号x(t)的载波频率处不具有很大的功率。
12.根据权利要求11所述的电路，其中所述φ1和φ2信号在被仿真的所述LO信号的载波频率处不具有很大的功率。
13.根据权利要求1所述的电路，其中所述第一信号发生器包括用于产生方波信号的信号发生器。
14.根据权利要求1所述的电路，其中所述第二信号发生器包括用于产生方波信号的信号发生器。
15.根据权利要求1所述的电路，其中在基带的不想要的功率被最小化，其通过调节所述φ2信号的频率而使得不想要的RF频声不会落在基带的所想要的信号的频率范围内。
16.根据权利要求1所述的电路，其中在基带的不想要的功率被最小化，其通过调节所述φ2信号的频率而使得不想要的RF频声落在φ1*φ2x(t)的频率范围内的可能性大大减少。
17.根据权利要求1所述的电路，其中所述第二信号发生器改变所述φ2信号的相位。
18.根据权利要求1所述的电路，其中所述第二信号发生器通过调节φ2的频率而响应于所述输出信号φ1φ2x(t)中的噪声。
19.根据权利要求3所述的电路，其中所述第一混频器包括有源混频器。
20.根据权利要求19所述的电路，其中所述第一混频器包含具有可调节性能的有源混频器。
21.根据权利要求19所述的电路，还包括电连接在所述第一混频器和所述第二混频器之间的高通滤波器。
22.根据权利要求21所述的电路，其中所述第二混频器包括无源混频器。
23.根据权利要求22所述的电路，其中所述有源混频器、所述高通滤波器和所述无源混频器中的每一个均是差分装置。
24.一种仿真输入信号x(t)解调到输入信号与本机振荡器(LO)信号的积的方法，该方法包括步骤产生多声混频信号φ1；产生单声混频信号φ2，其中φ1*φ2在正被仿真的本机振荡器的频率处具有很大的功率，且在所述输入信号x(t)、被仿真的LO信号或输出信号φ1φ2x(t)的频率处φ1和φ2均不具有大功率；将所述输入信号x(t)与所述多声混频信号φ1混频，以产生输出信号φ1x(t)；将所述信号φ1x(t)与所述单声混频信号φ2混频，以产生输出信号φ1φ2x(t)；测量所述输出信号φ1φ2x(t)的功率；及调节所述单声混频信号φ2的特征以使所述输出信号φ1φ2x(t)的功率最小。
25.一种计算机可读存储介质，用于存储可执行的执行权利要求24的方法步骤的软件代码。
26.一种计算机可读存储介质，用于存储制造权利要求1-23任一所述的装置的硬件开放代码。
全文摘要
需要一种便宜的、高性能的、全集成的、多标准收发机，其抑制杂散噪声信号。本发明提供一种满足这种需要的拓扑，其提供用于接收输入信号x(t)的第一混频器，并将输入信号x(t)与多声混频信号φ1混频以产生输出信号φ1x(t)，并提供用于接收φ1x(t)信号的第二混频器，并将其与单声混频信号φ2混频，以产生输出信号φ1φ2x(t)。两个混频信号仿真LO信号，因为φ1＊φ2在被仿真的LO信号的频率处具有很大的功率。该拓扑还包括功率测量电路，用于测量输出信号φ1φ2x(t)的功率。该功率输出信号用于改变单声混频信号φ2的特征以降低所述输出信号的功率电平。
文档编号H03D7/00GK1647364SQ03807704
公开日2005年7月27日 申请日期2003年2月25日 优先权日2002年2月25日
发明者塔因德·曼库 申请人:赛里斐克无线公司