专利名称：高速时分复用分组数据传输中的解调方法和设备的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及镜像抑制电路和抑制镜像的方法。
背景技术：
收发信机利用混频器把高频信号变换成低频信号，或反之亦然。需要这样的变换，例如，把信号从想要的频率变换成中频(IF)，中频(IF)是进入的载频与本地振荡器(LO)频率之间的差值。
当以这样的方式变换频率时，会产生不想要的镜像频率，因此开发了各种方法来有效地消除镜像信号。
至今为止，芯片外滤波器被使用来提供镜像抑制。然而，所涉及的元件的物理尺寸意味着，这样的电路不适合于在集成电路上实施。
滤除镜像信号的可选择方法是抵销镜像信号。镜像抵销或抑制混频器由例如以下地组成被具有90°相位差的两个本地振荡器信号驱动的两个混频器，和IF移相器，以使得两个IF信号再次被移相(通常，在一个支路中为45°，在第二支路中为135°)，以及组合器或相加电路。结果是当信号相加时，想要的信号分量被相加在一起，而不想要的镜像信号分量被抵销，这样导致接收机中具有镜像抑制。
诸如这样的镜像抑制电路依赖于精确的元件数值。然而，标称值相同的元件由于温度变化、处理过程扩散和/或老化而变化，结果，在制造期间需要校准。例如，这可涉及到在制造阶段期间进行测量，以及随之调节可编程的电阻和/或电容。
以及加到制造过程时，电路一旦被编程，就是固定的，不能适应于在使用期间或老化时可能出现的改变。
改进镜像抑制的另一个已知的方法是在本地振荡器通路上使用不精确的90°移相器，它由RC多相校正网络校正。然而，为了通过使用这种解决方案得到约50-60dB的镜像抑制，在各个装置内的元件的匹配程度必须在0.1％以内。由于失配常常与硅面积成反比，所以，需要大的硅面积，以便得到可接受的镜像抑制。大的硅面积意味着到基片的大的寄生电容，这进而会损害高频性能。另外，集成电路布局是非常关键的，因为任何的寄生电容或电阻将使镜像抑制恶化。
除了上述的缺点，改进在IF(中频)通路上的镜像抑制只有有限的效果，除非采取相应的步骤来改进LO通路上的镜像抑制。
图1和2分别显示用于实现移相器的已知的电路，其中图1使用全通移相器，以及图2使用高通/低通移相器。另外的已知的解决方案使用电感来实现在LO通路上的移相器。然而，电感较大，因此不适合于在集成电路中实施(因为需要大约300μm×300μm的两个电感)。
图1显示传统的全通移相器，其中输入信号被连接到端子1、3，该端子通过由电阻5，7和电容9，11形成的桥被连接。输入信号1被连接到电阻5与电容11的连接点，而输入信号3被连接到电阻7与电容13的连接点。平衡的输出信号13和信号15分别从电阻7与电容11的连接点和电阻5与电容9的连接点被取出。输出信号13，15相对于输入信号1，3被移相一个相位量，它由电阻和电容的数值确定。
图1的第一部分，具有R＝600Ω和C＝1pF(f＝100MHz)，给出从输入信号移相45°的平衡的I信号，而第二部分，具有R＝3840Ω和C＝1pF(f＝100MHz)，给出从输入信号移相135°的Q信号。I和Q信号之间的相位差是90°。
理想地，上述的全通移相器在所有的频率上应当具有平坦的幅度响应。然而，I和Q支路的阻抗电平很大地不同，这使得平坦的幅度实际上很难实现。相移等于2*arctan(ωRC)，以及通常造成在I支路中的45°和在Q支路中的135°。相移只在一个频率上是最佳的。因此，在存在过程扩散(例如，随晶片而不同)和失配(例如，在同一个晶片上的元件之间)的情形下，这种全通移相器不能给出用于得到40dB或更大的镜像抑制和宽频带的足够的性能。
如上所述，图2显示用于LO通路的另一个已知的移相器，并涉及高通/低通移相器。基本上，这个移相器包括图1的两个全通移相器，它们如所示的、通过使用由被连接到第一桥的电阻17，19和电容21，23组成的第二桥而被连接在一起。输入信号1被连接到电阻5与电容11的连接点，而输入信号3被连接到电阻19与电容21的连接点。不像图1，高通/低通移相器在所有的频率上具有正确的90°的移相，这个移相器的优点在于，I和Q支路中的阻抗是相同的。然而，幅度将随频率而改变。通常，使用限幅器来降低幅度误差，但呈现出幅度-相位转换，因此，会从幅度误差产生相位误差。为此，高通/低通移相器的使用不允许混频电路满足镜像抑制的要求。
本发明的目的是提供克服上述的缺点的镜像抑制电路。
发明概要按照本发明的第一方面，提供了镜像抑制电路，包括本地振荡器，用于产生本地振荡器信号；可调谐移相网络，用于接收本地振荡器信号和产生输出的同相(I)信号和输出的正交(Q)信号；第一幅度检波器，用于确定输出的I信号的幅度；第二幅度检波器，用于确定输出的Q信号的幅度；以及用于确定在输出I和Q信号的幅度之间的差值以便产生调谐信号，用来调谐移相网络，使在输出I和Q信号的幅度之间的差值调向想要的电平的装置。
按照本发明的另一个方面，提供了抑制镜像信号的方法，方法包括本地振荡器产生本地振荡器信号以及可调谐移相网络接收本地振荡器信号和产生输出的同相(I)信号和输出的正交(Q)信号的步骤，该方法包括以下步骤确定输出的I信号的幅度；确定输出的Q信号的幅度；确定在输出I和Q信号的幅度之间的差值，以便产生调谐信号；以及使用调谐信号来调谐移相网络，使在输出I和Q信号的幅度之间的差值调向想要的电平。
按照本发明的另一个方面，提供了在镜像抑制电路中使用的可调谐移相网络，该可调谐移相网络包括第一和第二输入端，用于接收输入信号；被连接在第一输入端与电压参考之间的第一移相电路；被连接在电压参考与第二输入端之间的第二移相电路；其中每个移相电路包括被连接在各个输入端与电压参考之间的第一和第二并行臂；第一臂包括与电容元件串联连接的电阻元件；第二臂包括与电阻元件串联连接的电容元件；以及I和Q输出线，被连接到在串联连接的电阻元件与电容元件之间的各个连接点；以及其中移相网络还包括调谐输入端，用于接收调谐信号，以便调节移相网络的RC时间常数。
附图简述为了更好地了解本发明以及更清楚地显示它可以如何被实施，现在通过例子参考附图。其中图1显示传统的全通移相器；图2显示传统的高通/低通移相器；图3显示按照本发明的第一方面的镜像抑制电路；图4显示按照本发明的第二方面的、在图3上使用的可调谐高通/低通移相器；图5显示在图3上使用的已知幅度检波器；图6显示在图3上使用的另一个已知幅度检波器；图7a-7d显示按照现有技术的RC移相器的响应；以及图8a-8d显示按照本发明的优选实施例的RC移相器的响应。
本发明的优选实施例详细描述图3显示按照本发明的镜像抑制电路的示意图。压控振荡器26产生LO信号，其频率由电路24规定。电路24的输出被连接到电压跟随器28，它提供平衡的输入信号1，3。替换地，实际上，单元24，26，和28可以用振荡器/PLL电路代替。
RC可调谐移相器29具有第一和第二输入端，用于接收输入信号1，3。它也接收参考信号31，例如，它被连接到地。移相器29分别输出互补的I和Q信号13，25和15，27。
I输出信号13，25被连接到第一峰值或幅度检波器33，它确定I信号的幅度。Q输出信号15，27被连接到第二峰值或幅度检波器35，它确定Q信号的幅度。第一和第二峰值检波器33和35的输出在比较器37中进行比较，它根据I和Q信号的幅度之间的差值产生差值信号，或调谐信号39。调谐信号39被反馈到RC移相器29的“调谐”输入端41，以及被使用来调谐RC移相器，正如下面参照图4描述的。
因此，在使用时，当输入信号的频率改变时，比如说从2.0到3.4GHz，I和Q信号的幅度将随之改变。幅度的改变被每个峰值检波器33，35检测，由此，使得调谐信号39改变。调谐信号39被反馈到RC移相器29，它调谐移相器使得I和Q信号的幅度再一次成为基本上相等，由此，保持最佳镜像抑制。
图4更详细地显示按照本发明的第二方面的、图3的可调谐RC移相器。可调谐的RC移相器29与图2的移相器的相似之处在于，它基本上包括两个被连接在一起的全通移相器，然而，电容9，11，21和23分别用结型二极管43，45，47和49代替。差值信号或调谐信号39通过电阻51和53被连接到移相器的相对的两端。优选地，电容55，57，59和61被提供成分别与每个输出端13，15，25和27相串联连接，以使得与其余电路的交互作用最小化。
结型二极管43，45，47，49起到与变容二极管相似的作用，这样，改变二极管上的DC电压使得二极管的电容改变，因此使得移相器被调谐。调谐信号39是I和Q信号的幅度之间的差值，它是从在图3上显示的比较器37反馈的。因此，可调谐的RC移相器29可连续地和自动地补偿I和Q信号之间幅度上的差值，这个差值可能是由于例如元件的变化或由老化或温度起伏引起的变化造成的。
上述的实施例通过改变电容(即，通过改变结型二极管43，45，47和49上的电压)而调谐移相器。替换地，移相器可以通过改变电阻器5，7，17和19的电阻，例如通过将MOSFET运行在它的三极管区域使得它用作为一个依赖于电压的电阻，而被调谐。在这样的实施例中，MOSFET的栅极被连接到调谐信号，以及漏极和源极被连接到各个电阻连接点。
因此，RC时间常数可以通过只改变电容，或只改变电阻，或改变电容值与电阻值的组合而被改变。
替换地，上述的电阻元件或电容元件可以用电感元件代替，这样，时间常数可以通过分别改变LC或RC时间常数而被改变。
图5显示用于测量I和Q信号的幅度的、已知的峰值检波电路。输入信号通过串联连接的电阻65和正向极性二极管67而被连接到电容63的第一端子。电容63存储输入信号的峰值幅度，使得该峰值幅度在输出端可提供。这种电路特别适合于高频应用。
图6显示用于确定I和Q信号的峰值幅度的一个可选电路，它在本领域上也是已知的。图6的电路比图5的电路具有更灵敏和能够检测更小的信号的优点(即，低于二极管电压降)。应当指出，压控电压源69可以用运算放大器代替。
虽然在图5和6上显示了用于确定峰值幅度的两个替换的电路，但也可以使用其他的用于测量峰值幅度的电路，而不脱离本发明的范围。例如，可以使用利用二次函数电路的幅度检波器。
而且，输出信号幅度上仍旧存在的任何小的残余误差可以通过把限幅器级加到RC移相器而被校正。由于只有小的幅度误差要被校正，限幅器可以具有有限的增益或功率消耗，由此，避免关于限幅器电路的上述的缺点。
替换地，任何残余误差可以通过例如在可调谐的移相器之后和在以下级(即混频器)之前加上具有小的硅面积的RC多相滤波器段，而被去除。
虽然上述的实施例使用幅度差值来调谐在LO通路上的移相器，但调谐信号39也可被使用来调谐在IF通路上提供的移相器。
图7显示开环仿真(即，不带有本发明的反馈电路)的响应。正如可以看到的，当在图7a上频率从2.0改变到3.4GHz时，I和Q信号的幅度随之改变(分别如图7c和7b所示的)。在没有任何反馈来调谐RC移相器的情况下，I和Q信号的幅度仍保持为不同的，如图7d所示，由此，减小镜像抑制电路的效果。
图8显示图3所示的优选实施例的响应，其中来自峰值检波器的比较的调谐信号被反馈到RC移相器。当频率从2.0改变到3.4GHz时(如图8a所示)，I和Q信号的幅度开始改变成不同的。然而，这个改变被幅度检波器检测，以及被使用来调谐RC移相器，这样，I和Q信号的幅度再次成为相等的，如图8d所示。
按照上述的实施例，幅度检波器的绝对精确度本身并不重要，只要两个幅度检波器(一个用于I支路，一个用于Q支路)相匹配即可。同样地，如果峰值检波器的检测效率是与频率有关的，则只要两个器件是匹配的，上述的实施例的性能就不会很大地劣化。
虽然上述的本发明关系到消除在输出I和Q信号的幅度之间的差值，但本发明同样可应用到这种情形，其中想要引入幅度差值来补偿在系统别处发现的幅度误差，例如补偿在混频器变频增益中和/或在IF增益级中的幅度误差。
例如，在某些系统中，I混频器和Q混频器，或I_IF移相器和Q_IF移相器的增益是不同的。例如，当使用全通移相器时，该I_IF移相器具有45°相移(R＝600Ω，C＝1pF，f＝100MHz)和该Q_IF移相器使用R＝3840Ω，C＝1pF，f＝100MHz。这给出前级和后级不同的负荷，它们又给出I或Q通路之间的增益差值，这样的差值可以通过故意使得第一和第二峰值检波器的增益稍微不同而被校正。
替换地，可以给减法电路(图3上的37)的两个输入以稍微不同的增益，即，1∶1.1或1∶0.9，而不是1∶1。
上述的镜像抑制电路可以被实施为集成电路，例如，使用CMOS，BiCMOS，SiGe，或GaAs技术。
可以作出对于本领域技术人员显而易见的各种修正，而不脱离由附属权利要求规定的本发明的范围。例如，图4的电阻51和53可以用电感或电感与电阻的组合代替。
权利要求
1.一种镜像抑制电路，包括本地振荡器，用于产生本地振荡器信号；可调谐移相网络，用于接收本地振荡器信号和产生输出的同相(I)信号和输出的正交(Q)信号；第一幅度检波器，用于确定输出的I信号的幅度；第二幅度检波器，用于确定输出的Q信号的幅度；以及用于确定在输出的I和Q信号的幅度之间的差值以便产生调谐信号，用来调谐移相网络，使在输出的I和Q信号的幅度之间的差值调向想要的电平的装置。
2.如权利要求1中要求的镜像抑制电路，其中移相网络具有用于接收本地振荡器信号的第一和第二输入端，以及包括第一移相电路，被连接在第一输入端与电压参考之间；第二移相电路，被连接在电压参考与第二输入端之间；第一和第二对互补输出线，被连接到第一和第二移相电路中的每一个电路；以及调谐输入，用于接收一调谐信号。
3.如权利要求2中要求的镜像抑制电路，其中第一和第二移相电路中的每一个电路包括桥电路，每个桥电路包括第一和第二并行臂，被连接在各个输入端与电压参考之间；第一臂包括与电容元件串联连接的电阻元件；第二臂包括与电阻元件串联连接的电容元件；以及每个I和Q输出线，被连接到在串联连接的电阻元件与电容元件之间的各个连接点。
4.如权利要求1到3的任一项中要求的镜像抑制电路，其中移相网络是通过调节RC时间常数而被调谐的。
5.如权利要求4中要求的镜像抑制电路，其中电容元件包括反向极性结型二极管，它按照调谐信号被调谐。
6.如权利要求4中要求的镜像抑制电路，其中电阻元件包括可变电阻，它按照调谐信号被调谐。
7.如权利要求4中要求的镜像抑制电路，其中电阻元件包括可变电阻，电容元件包括反向极性结型二极管，二者按照调谐信号被调谐。
8.如权利要求6或7中要求的镜像抑制电路，其中电阻元件包括工作在它的三极管区域的MOSFET。
9.如权利要求2中要求的镜像抑制电路，其中第一和第二移相电路中的每一个电路包括桥电路，每个桥电路包括第一和第二并行臂，被连接在各个输入端与电压参考之间；第一臂包括与电感元件串联连接的电阻元件；第二臂包括与电阻元件串联连接的电感元件；每个I和Q输出线，被连接到在串联连接的电阻元件与电感元件之间的各个连接点；其中移相网络是通过调节RL时间常数而被调谐的。
10.如权利要求2中要求的镜像抑制电路，其中第一和第二移相电路中的每一个电路包括桥电路，每个桥电路包括第一和第二并行臂，被连接在各个输入端与电压参考之间；第一臂包括与电容元件串联连接的电感元件；第二臂包括与电感元件串联连接的电容元件；每个I和Q输出线，被连接到在串联连接的电感元件与电容元件之间的各个连接点；其中移相网络是通过调节LC时间常数而被调谐的。
11.如权利要求1到10的任一项中要求的镜像抑制电路，其中第一和第二幅度检波器包括用于接收输入信号的输入端；被连接在输入端与输出端之间的电阻和正向极性二极管；以及被连接在输出端与地之间的电容。
12.如权利要求1到10的任一项中要求的镜像抑制电路，其中第一和第二幅度检波器每个包括两级幅度检波器。
13.如权利要求1到10的任一项中要求的镜像抑制电路，其中幅度检波器包括二次函数电路。
14.如前述权利要求的任一项中要求的镜像抑制电路，其中在输出的I和Q信号的幅度之间的、想要的差值基本上为零。
15.如权利要求14中要求的镜像抑制电路，还包括限幅级，用于去除在I和Q信号的幅度之间的、任何残余的差值。
16.如权利要求14或15中要求的镜像抑制电路，还包括RC多相滤波器段，用于去除在I和Q信号的幅度之间的、任何残余的差值。
17.如权利要求1到13的任一项中要求的镜像抑制电路，其中在输出的I和Q信号的幅度之间的、想要的差值被设置为预定的电平，以便补偿在系统中其他地方发现的幅度误差。
18.如前述权利要求的任一项中要求的镜像抑制电路，其中电路用双极性技术实施。
19.如权利要求1到17的任一项中要求的镜像抑制混频器，其中该电路系统用CMOS，BiCMOS，SiGe，或GaAs技术实施。
20.如前述权利要求的任一项中要求的镜像抑制电路，其中电路被实施为集成电路。
21.如前述权利要求的任一项中要求的镜像抑制电路，还包括位于中频通路上的第二可调谐移相网络，第一移相网络的调谐信号也被使用来调谐第二移相网络。
22.一种在接收机电路中抑制镜像的方法，该接收机电路包括用于产生本地振荡器信号的本地振荡器，和用于接收本地振荡器信号和产生输出的同相(I)信号和输出的正交(Q)信号的可调谐移相网络，该方法包括以下步骤确定输出的I信号的幅度；确定输出的Q信号的幅度；确定在输出的I和Q信号的幅度之间的差值，以便产生调谐信号；以及使用调谐信号来调谐移相网络，把在输出的I和Q信号的幅度之间的差值调向想要的电平。
23.如权利要求22中要求的方法，其中移相网络是通过调节移相网络的RC时间常数被调谐的。
24.如权利要求23中要求的方法，其中RC时间常数是通过改变结型二极管上的电压而改变的，电压的改变使得结型二极管的电容相应改变。
25.如权利要求23中要求的方法，其中RC时间常数是通过改变可变电阻的电阻值而改变的。
26.如权利要求23中要求的方法，其中RC时间常数是通过改变电容值和电阻值而改变的。
27.如权利要求25或26中要求的方法，其中电阻值是通过使得MOSFET在它的三极管区域工作而改变的。
28.如权利要求22中要求的方法，其中移相网络是通过调节移相网络的RL时间常数而被调谐的。
29.如权利要求22中要求的方法，其中移相网络是通过调节移相网络的LC时间常数而被调谐的。
30.如权利要求22到29的任一项中要求的方法，其中I和Q信号的幅度是使用幅度检波器被确定的。
31.如权利要求22到30的任一项中要求的方法，其中接收机还包括位于中频通路上的第二可调谐移相网络，该方法包括按照被确定用于第一移相网络的调谐信号来调谐第二移相网络的进一步的步骤。
32.如权利要求22到31的任一项中要求的方法，其中移相网络被调谐，以使得在I和Q信号的幅度之间的、想要的差值基本上为零。
33.如权利要求22到32的任一项中要求的方法，其中移相网络被调谐，使得在输出的I和Q信号的幅度之间的、想要的差值被设置为预定的电平，以便补偿在系统中其他地方发现的幅度误差。
34.一种在镜像抑制电路中使用的可调谐的移相网络，该可调谐的移相网络包括用于接收输入信号的第一和第二输入端；第一移相电路，被连接在第一输入端与电压参考之间；第二移相电路，被连接在电压参考与第二输入端之间；其中每个移相电路包括第一和第二并行臂，被连接在各个输入端与电压参考之间；第一臂包括与电容元件串联连接的电阻元件；第二臂包括与电阻元件串联连接的电容元件；以及I和Q输出线，被连接到在串联连接的电阻元件与电容元件之间的各个连接点；以及其中移相网络还包括用于接收用来调节移相网络的RC时间常数的调谐信号的调谐输入。
35.如权利要求34中要求的可调谐移相网络，其中电容元件包括反向极性结型二极管，它按照调谐信号被调谐。
36.如权利要求34中要求的可调谐移相网络，其中电阻元件包括可变电阻，它按照调谐信号被调谐。
37.如权利要求34中要求的可调谐移相网络，其中电阻元件包括可变电阻，电容元件包括反向极性结型二极管，二者按照调谐信号被调谐。
38.如权利要求36或37中要求的可调谐移相网络，其中电阻元件包括工作在它的三极管区域的MOSFET。
39.一种在镜像抑制电路中使用的可调谐的移相网络，该可调谐的移相网络包括用于接收输入信号的第一和第二输入端；第一移相电路，被连接在第一输入端与电压参考之间；第二移相电路，被连接在电压参考与第二输入端之间；其中每个移相电路包括第一和第二并行臂，被连接在各个输入端与电压参考之间；第一臂包括与电感元件串联连接的电阻元件；第二臂包括与电阻元件串联连接的电感元件；以及I和Q输出线，被连接到在串联连接的电阻元件与电感元件之间的各个连接点；以及其中移相网络还包括用于接收用来调节移相网络的RL时间常数的调谐信号的调谐输入。
40.一种在镜像抑制电路中使用的可调谐的移相网络，该可调谐的移相网络包括用于接收输入信号的第一和第二输入端；第一移相电路，被连接在第一输入端与电压参考之间；第二移相电路，被连接在电压参考与第二输入端之间；其中每个移相电路包括第一和第二并行臂，被连接在各个输入端与电压参考之间；第一臂包括与电容元件串联连接的电感元件；第二臂包括与电感元件串联连接的电容元件；以及I和Q输出线，被连接到在串联连接的电感元件与电容元件之间的各个连接点；以及其中移相网络还包括用于接收用来调节移相网络的LC时间常数的调谐信号的调谐输入。
全文摘要
镜像抑制电路包括本地振荡器(26)，用于产生本地振荡器信号。可调谐移相网络(29)具有输入端(1，3)，用于接收本地振荡器信号和产生输出的同相(I)信号(13，25)和输出的正交(Q)信号(15，27)。第一幅度检波器(33)确定输出的(I)信号的幅度，而第二幅度检波器(35)确定输出的(Q)信号的幅度。比较器(37)确定在输出的(I)和(Q)信号的幅度之间的差值以便产生调谐信号，用来调谐移相网络(29)，使在输出的(I)和(Q)信号的幅度之间的差值调向想要的电平。优选地，可调谐移相网络(29)(如图4所示)包括可调谐的电容、电阻和电感元件的组合。
文档编号H03H7/21GK1433592SQ00818881
公开日2003年7月30日 申请日期2000年11月29日 优先权日1999年12月9日
发明者P·T·M·范蔡尔 申请人:艾利森电话股份有限公司