专利名称：锚定物理实现滤波器冲激频率响应预定点的设备和方法
技术领域：
本发明一般涉及滤波器设计，尤其涉及能够提供坚固的物理滤波器构造的采用最少硬件的滤波器设计。
已知对等于采样频率一半(下文称为奈奎斯特折叠频率)的频率分量进行数字采样产生具有相同大小和相反极性的连续采样值。因此，奈奎斯特折叠频率的连续采样值的代数和为零。
还知道，当首先将一个前向时间变化输入信号延迟一给定间隔，然后将其在该间隔上的当前值减去延迟值时，输入信号的直流分量(即，0频率分量)将被从所得到的交流差信号中消除(即，差信号的所有频率分量的频率大于0)。而且，在输入信号包括一周期出现的数字采样值的前向数据流的情况下，已知每一采样值可被延迟一个周期，然后将其从当前采样值减去，从而提供差值的数据流，该数据流已消除了0频率(直流)。关于这一点，参考David L.McNeely等人提交的名称为“直流增益不变滤波器设备”的美国专利5,838,600。具体地，美国专利5,838,600指的是这样一种滤波器设计，它能够以最少的硬件量在所有输入条件下保证与物理滤波器构造误差无关的恒定直流增益。
然而，在为各种系统目的所需的实际物理上可实现数字滤波器设计中存在着其他问题。实际上，在数字滤波器的理论冲激频率响应的数学表述与所需滤波器冲激频率响应的物理构造之间具有区别。在所需应用中为减小滤波器的尺寸、成本、和复杂性而进行工程折衷。
例如，下列折衷是通用的1.修改乘法器的系数值以易于实现。
2.常常采用小于数学正确性所需的满精确度的数据路径数值精确度。
3.在该构造的不同部分使用不同的精确度，而非所有路径有相等的冲击函数。
4.使用截短和舍入过程的混合。
5.有时使用简化的非精确的乘法器结构。
这些误差源改变滤波器的频率的时间响应。该响应的某些改变对于系统功能是不重要的，而其他改变在输入条件与滤波器状态的某种组合下(如果时间变化)可能显著降低系统功能。因此，需要一种滤波器设计方法来缓和这些误差源所引起的对系统功能的降低结果。
本发明的目的是提供一种滤波器设计方法，它通过提供一种实际物理上可实现的滤波器结构来缓和前述误差源所带来的问题，该滤波器结构以一个以上的锚定频率的集合来稳定滤波器响应，从而在这些锚定频率上的频率响应不受这些误差源的影响。
更具体地说，本发明涉及一种物理实现的滤波器结构，设计该滤波器结构对施加于其上具有给定频率带宽的前向输入信号具有冲激频率响应，该冲激频率响应实际上等效于一种确定的理论冲激频率响应，其中所述滤波器结构包括一个给定滤波器，它将构造误差引入其频率响应；将附加滤波器结合到物理实现的滤波器结构中减小了这些构造误差的有害作用，这些附加滤波器(1)使给定滤波器在给定频率带宽内在至少包括一个所选频率的集合上不工作，以及(2)把在该集合的一个所选频率邻域的滤波器结构的频率响应值基本上锚定在该集合的一个所选频率邻域的对应理论冲激频率响应值上。
附图的简要描述
图1示意性地示出常规数字FIR或IIR滤波器，具有较大数目的非零乘法系数，这些系数精确地定义一个确定的理论冲激频率向应，该滤波器对施加于其上的前向输入数据流的连续采样值进行操作，以导出前向输出数据流的连续采样值；图1-1a，1-1b，1-2a，1-2b，和1-3b是作为归一化频率的函数的、涉及图1常规数字滤波器不同理论冲激频率响应的第一、第二和第三实例的冲激频率响应归一化幅度的曲线图；图2示意性地示出按照本发明原理设计的物理上可实现数字滤波器结构的一个实施例，该物理上可实现的数字滤波器结构可代替图1的常规数字FIR或IIR滤波器提供频率稳定的冲激频率响应，该冲激频率响应基本上等效于图1常规数字FIR或IIR滤波器的理论冲激频率响应；图2-1a，2-1b，2-2b和2-3b是作为归一化频率的函数的、涉及图2物理上可实现数字滤波器结构的不同频率稳定冲激频率响应的第一、第二和第三实例的冲激频率响应归一化幅度的曲线图，它可代替前述图1常规数字滤波器的第一、第二和第三实例的对应理论冲激频率响应；图3a示意性地示出图2所示物理上可实现的数字滤波器结构的第一改型，以获得按照本发明原理设计的数字输入/模拟输出混合滤波器结构，以提供一种确定的频率稳定的冲激频率响应；以及图3b示意性地示出图2所示物理上可实现的数字滤波器结构的第二改型，以获得按照本发明原理设计的数字输入/模拟输出混合滤波器结构，以提供一种确定的频率稳定的冲激频率响应。
参见图1，此处示意性地示出数字有限冲激响应(FIR)或无限冲激响应(IIR)滤波器100，具有大量的非零乘法系数，它响应作为其输入施加的连续采样值的输入数据流(举例而言，可用其定义一数字视频信号)导出连续采样值的输出数据流。如图1所示，滤波器100具有精确的理论冲激频率响应，该频率响应是由其大量非零乘法系数的相应值定义的。
首先假定滤波器100是一n抽头FIR滤波器，其理论冲激频率响应H(z)为H(z)=Σi=0n-1a[i]z(-i)]]>其中符号a(i)表示乘法系数值，符号z(-i)表示连续采样值的数据输入流的i个采样周期的延迟。
采用二进制位形式的每个乘法系数用于乘以施加于n抽头滤波器100的输入数据流的二进制位形式的每个连续采样值。物理实现每一系数相乘的一种公知方式是提供硬件首先按照该系数的每一有效位的位置值移位一个采样值的诸个位，然后将所得到的移位采样值以二进制位的形式相加在一起。很显然，用于该目的的所需物理实现二进制位加法器的总数取决于(1)每一乘法系数的有效位数，和(2)理论冲激频率响应n抽头滤波器100所需的非零值乘法系数的数目。
借助第一实例，假定滤波器100为14抽头的线性相位FIR滤波器，用于按照用Kaiser窗函数设计的下列整数乘法系数精确地实现理论冲激频率响应H(z)
图1-1a是作为前述第一实例的14抽头线性相位FIR滤波器的这一理论冲激频率响应H(z)的归一化频率(其中1的归一化频率对应于奈奎斯特频率，奈奎斯特频率被定义为等于采样频率的一半)的函数的归一化幅度的曲线图。那么，为了测试该理论冲激频率响应H(z)对物理构造误差的频率稳定性，其每一乘法系数值在大小上具有小于加至那里的1/128的随机选择数值，从而模拟一个单独的受扰动冲激频率响应滤波器。多次重复该过程产生一个模拟的受扰动冲激频率响应滤波器整体。图1-1b是作为受扰动的冲激频率响应滤波器的这一模拟整体的归一化频率的函数的归一化幅度的曲线图。
物理上实现这一常规的14抽头线性相位FIR滤波器需要大量的硬件，具体地，可以用一个单独的二进制项来表示具有数值1的前述第一实例的四个乘法系数冲激频率响应H(z)中的每一个，这样乘法不需要进行移位操作。然而，可以用两个二进制项来表示具有数值2的两个乘法系数中的每一个，从而乘法需要进行单个移位操作，同时可用三个二进制项来表示具有数值4的两个乘法系数中每一个，从而需要两个移位操作。此外，两个乘法系数96中的每一个可以表示为，用一个加法器将一个数值为32(需要5个移位操作)的乘法系数与一个数值为64的乘法系数(需要6个移位操作)相加。类似地，两个乘法系数13中的每一个可以表示为，用第一加法器将数值为1的乘法系数(不需要移位操作)与数值为4的乘法系数(需要2个移位操作)相加，然后用第二加法器与数值为8的乘法系数(需要3个移位操作)相加，而两个乘法系数47中的每一个可以表示为，用第一加法器将数值为32(需要5个移位操作)的乘法系数与数值为16(需要4个移位操作)的乘法系数相加，然后用第二代数加法器从其减去数值为1的乘法系数(不需要移位操作)。因此，n抽头数字FIR滤波器100的这一第一实例的物理实现乘法装置除提供如6个移位操作那样多的装置外需要包括总共10个加法器的硬件。这种物理实现乘法装置在实用于批量生产商业设备(例如，数字电视接收机)时通常太复杂和昂贵。为此，采用前述在设计实用物理实现滤波器中的工程折衷，以减小其尺寸、成本和复杂性，而不管这些工程折衷常常可能引入误差源的问题，该误差源相对于其所需理论冲激频率响应具有降低该滤波器频率稳定性的效应。
现在参见图2，其示出一种减小了尺寸、成本和复杂性的物理实现滤波器结构201，以提供频率稳定性增大的冲激频率响应，该频率响应基本上等效于图1数字FIR或IIR滤波器100的理论冲激频率响应。更具体地说，图2示出连续采样值的输入数据流，这样来施加该输入数据流(1)在两个并行数据路径中的第一个上作为至具有少量非零乘法系数(与图1大量非零乘法系数相比)的s抽头FIR滤波器200的输入和(2)在两个并行数据路径中的第二个上作为至ω(0)FIR带阻滤波器202-0的输入。ω(0)FIR带阻滤波器202-0是第二数据路径中k+1个串联连接、依次排列的FIR带阻滤波器202-0至202-k中的第一个。通过FIR带阻滤波器202-0时其基本上提供零传输给施加于其上的数字输入信号的0频率(直流)分量。同样，其他FIR带阻滤波器202-1至202-k中的每一个基本上提供零传输给各个频率分量ω(x1)……(xk)中预先选择的不同分量，这些频率分量在输入至该带阻滤波器的数字采样输入信号的频带宽度内。第二数据路径还包括具有设计者所选择m＜n非零乘法系数的m抽头数字FIR或IIR滤波器204，其串联连接到带阻滤波器202-k。因此来自带阻滤波器202-k的数字采样输出信号作为输入施加到m抽头数字FIR或IIR滤波器204。包括来自滤波器200的采样值输出数据流的第一数据路径输出作为第一输入施加到求和器206，包括来自滤波器204的采样值输出数据流的第二数据路径输出作为第二输入施加到求和器206。由滤波器设计者选择滤波器200的s个非零系数和滤波器204的m个非零系数，以从求和器206提供具有冲激频率响应的采样值的输出数据流(构成来自物理实现滤波器结构201的采样值输出数据流)，该冲激频率响应基本上等效于图1常规n抽头数字FIR滤波器的理论冲激频率响应。
更具体地说，如公知的，采样信号频率值大于采样频率一半的数字滤波导致混叠。因此，至数字滤波器结构201的采样值输入数据流所定义的信号的最大频率带宽从零频率(直流)的下限延伸到等于采样频率一半的上限(奈奎斯特折叠频率)。将信号幅度归一化为值1和将奈奎斯特折叠频率归一化为值cos(1·)，输入信号在其频率带宽内的任何归一化分量被定义为ω(x)＝cos(x·)，其中0·x·1。
第二数据路径不传输k+1个不同预选带阻频率分量ω(x0)和ω(x1)……(xk)中的任何一个，这些频率分量包括在所施加数字采样输入信号的频率带宽内。因此，在这些带阻频率分量ω(x0)和ω(x1)……(xk)的邻域，滤波器结构201的冲激频率响应，从总体上看来，实质上仅由滤波器200的冲激频率响应决定。然而，对于在这些邻域之外的所有信号带宽频率分量来说，从总体的看来滤波器结构201的冲激频率响应由第一数据路径的滤波器200的冲激频率响应决定，该冲激频率响应与第二数据路径的串联连接滤波器200-0……200-k和204的最终冲激频率响应并行。设计者选择滤波器200的s个乘法系数值，以相应于带阻频率分量在带阻频率分量中每一个的频率上提供响应，该响应基本上与在每一频率上从滤波器100获得的响应相同，并选择滤波器204的m个乘法系数值，使得对于这些邻域外的所有信号带宽频率分量而言，滤波器结构201的冲激频率响应从总体上看来基本上等效于滤波器100的冲激频率响应。
下列用于FIR带阻滤波器的冲激频率响应滤波器设计准则是公知的带阻直流频率分量ω(0)＝(1-z-1)；带阻频率分量ω(xi)＝(1-2cosω(xi)z-1+z-2)；以及带阻奈奎斯特频率分量ω(x＝1)＝(1+z-1)。
下面考虑图2物理可实现简化滤波器结构201的第一种给定设计的情形，它具有基本上等效于图1滤波器100上述第一实例的复杂14抽头线性相位FIR滤波器的冲激频率响应。在该第一给定设计中，选择三个带阻频率分量，包括带阻直流频率分量ω(0)、带阻奈奎斯特折叠频率分量ω(x＝1)和带阻频率分量ω(x＝0.4)。而且，在该第一给定设计中，滤波器200的s个被选乘法系数值中的每一个和滤波器204的m个被选乘法系数值中的每一个允许进行乘法操作而无需一个以上的加法器。虽然从最大程度进行滤波器结构201的结构简化的观点来看是需要的，该单个加法器的限制对于本发明的基本利益不是本质上的。滤波器结构201的该第一给定设计的冲激频率响应为H(z)=z-6+3z-7+3z-8+z-98----(1)]]>+
表达式(1)定义图2滤波器结构201的第一给定设计的第一数据路径的s抽头FIR滤波器200的冲激频率响应，仅具有4个非零乘法系数(对应于14抽头FIR滤波器，其中抽头1到5和10到14中每一个的乘法系数值为0而仅抽头6到9中每一个的乘法系数具有非零值)，而表达式(2)定义图2滤波器结构201的第一给定设计的第二数据路径的所有串联连接滤波器的最终冲激频率响应。更具体地说，表达式(1)和(2)的各乘法系数值已被减小到它们的最小公分母。表达式2的第一被括项的分子1-z-2可以分解为(1-z-1)(1+z-1)其中(1-z-1)表示带阻直流频率分量ω(0)的冲激频率响应，(1+z-1)表示带阻奈奎斯特折叠频率分量ω(x＝1)的冲激频率响应。表达式2的第二被括项的分子1-5/8z-1+z-2表示冲激频率响应带阻频率分量ω(x＝0.4)。表达式2的第三被括项表示滤波器结构201的第一给定设计的m抽头滤波器204的冲激频率响应，在该第一给定设计中该滤波器是m等于10的FIR滤波器。
在图2物理上可实现的、简化滤波器结构201的上述第一给定设计中，其冲激频率响应基本上等效于图1滤波器100上述第一实施例复杂14抽头线性相位FIR滤波器的冲激频率响应，等于cos(0.4·)的0.4带阻频率分量的精确计算值为0.309。因此，表达式(1-2cosω(0.4)z-1+z-2)中的2cosω(0.4)的值为0.618。所以，表达式2的第二被括项的分子中的值5/8(等于0.625)相对于精确计算的值0.618仅具有很小的误差0.007(即，1.13％)。然而，在物理实现的滤波器中，以二进制形式表达数值0.625比以二进制形式表达数值0.618要简单得多。而且，图2的滤波器结构201的第一给定设计的第一数据路径4抽头FIR滤波器200的相对简单冲激频率响应为cos(0.4·)的输入信号频率分量提供-0.5295的归一化输出幅度，而图1滤波器100的上述第一实例的更复杂14抽头FIR滤波器为cos(0.4·)的输入信号频率分量提供-0.5174的归一化输出幅度。这样，用一个简单的4抽头FIR滤波器200代替复杂14抽头FIR滤波器100仅导致2.33％的很小误差。因此，在带阻频率分量ω(x＝0.4)的邻域中图2的滤波器结构201的第一给定物理上可实现设计的冲激频率响应被锚定，不管第一给定设计的10抽头滤波器204中出现的构造误差。类似地，在带阻直流频率分量ω(0)的邻域和带阻奈奎斯特折叠频率分量ω(x＝1)邻域中图2的滤波器结构201的第一给定设计的冲激频率响应也被锚定。这三次锚定使图2的物理实现滤波器结构201的第一给定设计冲激频率响应得到稳定，以保持其基本上等效于图1的14抽头FIR滤波器100的上述第一实例的理论冲激频率响应，而与实现这种14抽头FIR滤波器所需的物理构造硬件相比，滤波器结构201的第一给定设计在物理构造硬件上仍形成大量节省。
图2-1a是作为滤波器结构201的前述第一给定设计的冲激频率响应H(z)的归一化频率的函数的归一化大小的曲线图，显然它基本上等效于图1-1a所示第一实施例14抽头线性相位FIR滤波器的理论冲激频率响应H(z)。
图2-1b是作为冲激频率响应滤波器的模拟整体的归一化频率的函数的归一化大小的曲线图，它在滤波器结构201的滤波器204的设计者所选乘法系数的值相对于其提供图2-1a曲线图中所示冲激频率响应H(z)的未受扰动值受扰动时产生。通过比较图2-1b曲线图与图1-1b曲线图，显然滤波器结构201的第一给定设计在多数信号带宽频率上比前述第一实例14抽头线性相位FIR滤波器获得更高频率稳定性。这归因于在滤波器结构201的这一第一给定设计提供的三个带阻频率中每一个的邻域中的锚定。
作为第二实例，假定滤波器100为一个9抽头非线性相位FIR滤波器，用于按照下列整数乘法系数的值精确地实现理论冲激频率响应H(z)H(z)=32+89z-1+98z-2+43z-3+z-4-7z-5-2z-6+0z-7+z-8256]]>在冲激频率响应基本上等效于图1滤波器100的上述第二实例复杂9抽头非线性相位FIR滤波器的冲激频率响应、图2物理上可实现简化滤波器结构201的第二给定设计的情况下，选择两个带阻频率分量，包括带阻直流频率分量ω(0)和带阻频率分量ω(x＝0.409)。滤波器结构201的该第二给定设计的冲激频率响应为H(z)=2z-2-z-3+z-42----(1)]]>+(1-z-1)·(16-9z-1+16z-216)·(32+139z-1+9z-2+0z-3-2z-4-z-5128)----(2)]]>表达式(1)定义图2滤波器结构201的第二给定设计的第二数据路径中s抽头FIR滤波器200的冲激频率响应，而表达式(2)定义图2滤波器结构201的第二给定设计的第二数据路径中所有串联连接的滤波器的最终冲激频率响应。表达式2的第一被括项1-z-2表示带阻直流频率分量ω(0)的冲激频率响应。表达式2的第二被括项(16-9z-1+19z-2)/16表示带阻频率分量ω(x＝0.409)的冲激频率响应，其中整数乘法系数的(16-9z-1+19z-2)/16实质上等于(1-2cosω(0.409·)z-1+z-2)。表达式2的第三被括项表示滤波器结构201的第二给定设计的m抽头滤波器204的冲激频率响应，在该第二给定设计中是m等于6的FIR滤波器。
图1-2a是作为前述9抽头非线性相位FIR滤波器的理论冲激频率响应H(z)的归一化频率的函数的归一化幅度的曲线图；图1-2b是作为受扰动的冲激频率响应滤波器的模拟整体的归一化频率的函数的归一化幅度的曲线图，其由对图1-2a曲线图所示理论冲激频率响应H(z)乘法系数值的扰动产生，以及图2-2b是作为归一化频率的函数的归一化幅度的曲线图，其在滤波器结构201的滤波器204的设计者所选择乘法系数的值相对于其未受扰动的值来说受扰动时产生，所述未受扰动的值提供图2滤波器结构201的前述第二给定设计的冲激频率响应H(z)，该冲激频率响应基本上等效于图1滤波器100上述第二实例的9抽头非线性相位FIR滤波器的冲激频率响应。通过比较图2-2b曲线图与图1-2b曲线图，很显然除了在奈奎斯特折叠频率邻域(离带阻频率ω(x＝0.409)较远)的那些外，在所有信号带宽频率上滤波器结构201的第二给定设计比前述常规9抽头非线性相位FIR滤波器获得更高频率稳定性。然而，在该第二设计中，奈奎斯特频率邻域的频率稳定性可通过在奈奎斯特折叠频率上或附邻采用一个以上的附加带阻频率滤波器来改善，以在奈奎斯特折叠频率邻域中锚定滤波器结构201的第二设计的冲激频率响应。
作为第三实例，假定滤波器100为常规3阶巴特沃兹滤波器，该滤波器按照下列整数乘法系数用精确地实现理论冲激频率响应H(z)的一个4抽头的分子和一个4抽头的分母来定义H(z)=6+19z-1+19z-2+6z-364+37z-1+27z-2-4z-3]]>在冲激频率响应基本上等效于图1滤波器100上述第三实例的复杂IIR滤波器的冲激频率响应的、图2物理上可实现简化滤波器结构201的第三给定设计的情况下，选择两个带阻频率分量，包括包括带阻直流频率分量ω(0)和带阻频率分量ω(x＝1)。滤波器结构201的这一第三给定设计的冲激频率响应为H(z)=z-1+z-22----(1)]]>+(1-z-2)·(6-12z-1+9z-264-25z-1+22z-2)----(2)]]>表达式(1)定义图2滤波器结构201的第三给定设计的第一数据路径中s抽头FIR滤波器200的冲激频率响应，而表达式(2)定义图2滤波器结构201的第三给定设计的第二数据路径中所有串联连接的滤波器的最终冲激频率响应。表达式2的第一被括项1-z-2可以分解为(1-z-1)(1+z-1)其中(1-z-1)表示带阻直流频率分量ω(0)的冲激频率响应，(1+z-1)表示带阻奈奎斯特折叠频率分量ω(x＝1)的冲激频率响应。表达式2的第二被括项表示滤波器结构201的第二给定设计的m抽头滤波器204的冲激频率响应，在该第二给定设计中该滤波器是分子和分母中每一个的m等于6的IIR滤波器。
图1-3b是作为受扰动冲激频率响应滤波器的模拟整体的归一化频率的函数的归一化幅度的曲线图，由第三实例的常规3阶巴特沃兹设计IIR滤波器的理论冲激频率响应H(z)的乘法系数值的扰动产生，图2-3b是作为受扰动冲激频率响应滤波器的模拟整体的冲激频率响应H(z)的归一化频率的函数的归一化幅度的曲线图，其在滤波器结构201的滤波器204的设计者所选择乘法系数的值相对于其未受扰动的值来说受扰动时产生，所述未受扰动的值提供图2滤波器结构201的前述第三给定设计的冲激频率响应H(z)，该冲激频率响应基本上等效于图1滤波器100上述第三实例的3阶巴特沃兹设计IIR滤波器的冲激频率响应。通过比较图2-3b曲线图与图1-3b曲线图，很显然在大多数信号带宽频率上滤波器结构201的第三给定设计比前述常规3阶巴特沃兹设计IIR滤波器获得更高频率稳定性。
本发明的一个优点是与图2所示滤波器结构201一致的滤波器结构增加了任何所需滤波器冲激频率响应的设计的自由度，这在发现滤波器结构201的有效物理构造上有帮助。关于这一点，在滤波器200的非零乘法系数的总数s等于或大于k+1个带阻滤波器200-0到200-k的阶数之和的任何情况下，本发明可用于实现任何所需滤波器冲激频率响应设计。然而，在滤波器200的非零乘法系数的总数s小于k+1个带阻滤波器200-0到200-k的阶数之和的那些情况下，本发明仍可用于实现某些特定冲激频率响应设计。
滤波器结构201的另一优点是，通过使滤波器204的乘法系数值可编程或可修改，滤波器结构201的冲激频率响应总体上可以作为一个冲激频率响应族的任何组成部分，但是对于该族的所有组成部分保持相同的锚定频率响应。例如，对于可变剩余带宽平方根奈奎斯特滤波器而言，在(1)族阻带的交点，(2)族通带的那些交点，和(3)在公共3分贝下降频率处的锚定(anchors)，对于所需操作是透明的，还减少可编程系数的数目和提供相对物理构造误差源的坚固性。
然而，应注意，如果滤波器200和滤波器204是可编程的，可编程系数的数目与常规滤波器中的相同。在某些应用中，可利用具备坚固性特性的预先计算的有效设计的实时选择。然而，实时系数适应性的通常方法对于坚固性特性不敏感，因此滤波器结构201配置的前述优点可能是不可实现的。
还应注意，在图2中，滤波器204碰巧被依次定位为第二数据路径的所有串联连接滤波器中的最后一个。然而，很显然总体上第二数据路径的所有串联连接滤波器的冲激频率响应不受这些串联连接的滤波器中每个单独滤波器所占据的位置次序的影响。因此，从总体上看来，在不影响第二数据路径的所有串联连接滤波器的冲激频率响应的情况下，滤波器204的位置次序可以改变为第二数据路径的所有串联连接滤波器中第一个，或者，可选择的，第一与最后之间的某一位置。
虽然包括图2物理可实现滤波器结构201的所有滤波器为数字滤波器，本发明的原理不限于仅包括数字滤波器的物理可实现滤波器结构。例如，在某些物理上可实现的系统中，滤波器结构的输出端和/或输入端必须与该系统的模拟部分接合。在这种情况下，要求物理可实现的滤波器结构为混合数字-模拟滤波器结构。关于这一点，图3a示出图2滤波器结构201的第一种改型，以获得数字输入/模拟输出混合滤波器结构，图3b示出图2滤波器结构201的第二种改型，以获得模拟输入/数字输出混合滤波器结构。
如图3a所示，在滤波器结构201的第一改型中，来自滤波器200的数字输出作为输入施加到数/模变换器308，来自数/模变换器308的输出以模拟形式作为第一输入施加到模拟求和网络与放大器306。来自滤波器202-k的数字输出作为输入施加到数/模变换器310，来自数/模变换器310的输出以模拟形式作为输入施加到设计者选择模拟滤波器304(功能上对应于图2的数字滤波器204)。来自滤波器304的模拟输出作为第二输入施加到模拟求和网络与放大器306。模拟求和网络与放大器306的模拟输出流构成该滤波器结构201第一改型的输出。为数字滤波器200和202-0到202-k选择的数字乘法系数与模拟滤波器304的特性匹配。
如图3b所示，在滤波器结构201的第二改型中，模拟输入流作为输入施加到模/数变换器312，来自模/数变换器312的输出作为数字输入施加到滤波器200。模拟输入流也作为输入施加到设计者选择模拟滤波器304(该滤波器被移动到第二数据路径的串联连接滤波器的第一顺序位置)。来自滤波器304的模拟输出作为输入施加到模/数变换器314，模/数变换器314的输出作为数字输入施加到滤波器202-0。为数字滤波器200和202-0到202-k选择的数字乘法系数也与模拟滤波器304的特性匹配。
虽然已示出和描述了本发明的优选实施例，本领域的技术人员会理解，在不偏离本发明的实际范围的情况下可作出各种变更和改进，并可用等效物替代其组成单元。此外，在不偏离其中心范围的情况下可作出许多改型。因此，本发明不限于作为实现本发明的最佳模式公开的具体实施例，但是本发明包括落在所附权利要求的范围内的所有实施例。
权利要求
1.在一种物理实现的滤波器结构中，所述该滤波器结构设计成对施加于其上给定频率带宽的前向输入信号具有冲激频率响应，该冲激频率响应基本上等效于一种确定的理论冲激频率响应，其中所述滤波器结构包括一个给定滤波器，它将构造误差引入其频率响应；所述滤波器结构的改进的特征在于含有附加滤波器的装置，用于(1)使所述给定滤波器在给定频率带宽内在至少包括一个所选频率的集合上不工作，以及(2)把在所述集合的一个所选频率邻域的滤波器结构的频率响应值基本上锚定在所述集合的一个所选频率邻域的对应理论冲激频率响应值上。
2.如权利要求1所述的物理实现的滤波器结构，其特征在于所述集合包括所述给定频率带宽内多个不同的所选择频率；以及所述含有附加滤波器的装置在以下情况下是有效的，(1)使所述给定滤波器在所述多个不同的所选择频率中的每一个上不工作，以及(2)把在所述集合的所述多个不同的所选择频率中的每一个频率邻域的所述滤波器结构的频率响应值基本上锚定在所述集合的所述多个不同选择频率的那一频率的所述邻域中的对应理论冲激频率响应值上。
3.如权利要求1所述的物理实现的滤波器结构，其特征在于所述含有附加滤波器的装置包括第一数据路径，包括所述附加滤波器之一，具有作为其一个输入施加的所述输入信号，所述附加滤波器的所述之一具有一冲激频率响应，该冲激频率响应在所述集合的所述一个所选择的频率上与所述理论冲激频率响应基本上匹配，来自所述附加滤波器之一的输出构成来自所述第一数据路径的输出；第二数据路径，包括多个串联连接的滤波器，具有作为其输入施加的所述输入信号，所述多个串联连接的滤波器包括所述给定滤波器和所述附加滤波器中的另一滤波器，其中所述附加滤波器中的所述另一滤波器是带阻滤波器，具有在所述集合的所述的一个选择频率上基本上为零的传输响应，来自所述多个串联连接的滤波器的输出构成所述第二数据路径的输出；以及求和装置，用于把作为所述求和装置的第一输入施加的所述第一数据路径的输出与作为所述求和装置的第二输入施加的所述第二数据路径的输出相加；由此所述求和装置的和输出构成所述物理实现滤波器结构的输出。
4.如权利要求3所述的物理实现的滤波器结构，其特征在于所述集合包括所述给定频率带宽内的多个不同的所选择频率；所述附加滤波器中的所述一个滤波器具有一冲激频率响应，该冲激频率响应在所述集合的所述多个不同的所选择频率中的每一频率上与所述理论冲激频率响应基本上匹配；以及所述多个串联连接的滤波器包括多个其他附加滤波器，所述多个其他附加滤波器中的每一个是一个带阻滤波器，该带阻滤波器的传输响应在所述集合的所述不同的所选择频率中的一个单独频率上基本上为零。
5.如权利要求4所述的物理实现的滤波器结构，其特征在于所述附加滤波器中的每一个是响应前向数字信号的数字滤波器，该前向数字信号定义作为输入施加的确定频率带宽，其中所述前向数字信号包括以给定采样频率出现的连续采样值。
6.如权利要求5所述的物理实现的滤波器结构，其特征在于所述确定频率带宽包括零频率(DC)；以及所述多个其他附加滤波器中的确定带阻滤波器是传输响应在所述零频率(DC)基本上为零的数字滤波器。
7.如权利要求5所述的物理实现的滤波器结构，其特征在于所述确定频率带宽包括定义为等于所述给定采样频率的一半的奈奎斯特折叠频率；以及所述多个附加滤波器的确定带阻滤波器是在奈奎斯特折叠频率上传输响应基本上为零的数字滤波器。
8.如权利要求5所述的物理实现的滤波器结构，其特征在于所述确定频率带宽包括零频率(DC)和定义为等于所述给定采样频率一半的奈奎斯特频率；以及所述多个其他附加滤波器中两个确定带阻滤波器之一是传输响应在所述零频率(DC)上基本上为零的数字滤波器，所述多个其他附加滤波器中两个确定带阻滤波器中的另一个是传输响应在所述奈奎斯特频率上基本上为零的数字滤波器
9.如权利要求5所述的物理实现的滤波器结构，其特征在于所述确定频率带宽包括为中间零频率(DC)的给定频率和定义为等于所述给定采样频率的一半的奈奎斯特折叠频率；以及所述多个其他附加滤波器的确定带阻滤波器是传输响应在所述给定频率基本上为零的数字滤波器。
10.如权利要求5所述的物理实现的滤波器结构，其特征在于所述给定滤波器是响应前向数字信号的数字滤波器，该前向数字信号定义作为输入施加的确定频率带宽，其中所述前向数字信号包括在所述给定采样频率出现的连续采样值。
11.如权利要求5所述的物理实现的滤波器结构，其特征在于所述给定滤波器是响应前向模拟信号的模拟滤波器，该前向模拟信号定义作为其输入施加的确定频率带宽；所述第一数据路径还包括第一变换装置，用于在数字与模拟信号之间进行变换；以及所述第二数据路径还包括第二变换装置，用于在数字与模拟信号之间进行变换。
12.如权利要求11所述的物理实现的滤波器结构，其特征在于所述模拟滤波器是作为所有所述串联连接滤波器中的最后一个依次定位的；所述求和装置包括含有一模拟求和网络的装置，该模拟求和网络将来自所述模拟滤波器的模拟输出作为其所述第二输入施加；所述第一变换装置包括第一数/模变换器，用于把来自所述第一数据路径的所述附加滤波器的所述之一的数字输出信号变换为模拟输入信号，该模拟输入信号作为所述第一输入施加到含有所述模拟求和网络的所述装置；以及所述第二变换装置包括第二数/模变换器，用于把来自所述第二数据路径的所述多个其他附加滤波器中最后一个依次定位的其他附加滤波器的数字输出信号变换为模拟输入信号，该模拟输入信号作为输入施加到所述模拟滤波器。
13.如权利要求12所述的物理实现的滤波器结构，其特征在于所述含有模拟求和网络的装置还包括模拟放大器。
14.如权利要求11所述的物理实现的滤波器结构，其特征在于作为所述第一和第二数据路径中的每一个的输入施加的所述输入信号是模拟输入信号；所述模拟滤波器是作为所有所述串联连接滤波器中的第一个依次定位的从而作为至所述模拟滤波器的输入施加至所述第二数据路径的所述模拟输入信号；所述第一变换装置包括第一模/数变换器，用于把至所述第一数据路径的所述模拟输入信号变换为数字输入信号，该数字输入信号作为所述附加滤波器的所述之上的输入施加；以及所述第二变换装置包括第二模/数变换器，用于把来自所述模拟滤波器的模拟输出信号变换为数字输入信号，该数字输入信号作为一输入施加到所述第二数据路径的所述多个其他附加滤波器的第一依次定位的其他附加滤波器。
15.在一种物理实现的滤波器结构中，该滤波器结构设计有对施加于其上的给定频率带宽的前向输入信号的冲激频率响应，该冲激频率响应基本上等效于一确定的理论冲激频率响应，其中所述滤波器结构包括一给定滤波器，该给定滤波器将构造误差引入其频率响应；一种用于减小这些构造误差的有害效应的方法，其特征在于包括下列步骤使所述给定滤波器在所述给定频率带宽内在至少包括一个所选频率的集合上不工作，以及把在所述集合的所述的那一个所选频率邻域的所述滤波器结构的频率响应值基本上锚定在所述集合的所述的那一个所选频率的所述邻域中的对应理论冲激频率响应值上。
16.如权利要求15所述的方法，其特征在于所述集合在所述给定频率带宽内包括多个不同的所选择频率；以及使所述给定滤波器在所述多个不同的所选择频率中的每一个上不工作；以及把所述集合的所述多个不同的所选择频率中每一个的邻域中所述滤波器结构的频率响应值基本上锚定在所述集合的所述多个不同的所选择频率之一的所述邻域中相应理论冲激频率响应值上。
全文摘要
一种滤波器结构,采用并联的第一和第二输入信号数据路径。第一路径包括具有少量非零系数的数字FIR滤波器(200)。第二路径包括多个串联的滤波器(202…),包括(1)由数量减少的非零系数构成的数字FIR或IIR滤波器(204),和(2)一个以上频率带阻滤波器(202…)的集合,允许不同所选频率的零信号传输,以把在集合的每个不同所选频率邻域中滤波器结构频率响应值基本上锚定在集合的多个不同所选频率之一的邻域中第一数据路径的数字FIR滤波器的对应理论冲激频率响应值上。
文档编号H03H17/02GK1264221SQ0010230
公开日2000年8月23日 申请日期2000年2月16日 优先权日1999年2月17日
发明者戴维·L·麦克尼利 申请人:汤姆森特许公司