电机控制器和电动助力转向装置的制造方法
【专利摘要】本申请涉及一种电机控制器和电动助力转向装置。其中，电机控制器包括：H桥电路(30)；开关元件驱动电路(23)；电机电流检测电路(70)；采样保持电路(24)，其根据开关元件驱动电路的PWM输出定时，以每半个周期执行对电机电流检测电路的输出的采样保持，并且输出电机电流检测电路的输出作为第一信号(IM1)和第二信号(IM2)；以及电机电流计算电路(25)，选择第一信号和第二信号之中较大的信号作为选择信号，计算选择信号的值作为电机电流的绝对值，基于在获得选择信号的采样定时处的PWM输出信号与选择信号之间的关系来确定电流方向。
【专利说明】
电机控制器和电动助力转向装置
技术领域
[0001 ]本公开涉及一种控制电机的激励(energizat1n)和电机的旋转方向的电机控制器以及包括该电机控制器的电动助力转向(electric power steering)装置。
【背景技术】
[0002]传统上，已知电机控制器控制H桥电路的开关以控制电机的激励以及电机的旋转方向。第4382768号日本专利公开了应用于电动助力转向装置的DC(直流)电机的控制器具有包括电机电流检测电路的配置，该电机电流检测电路检测以串联连接的方式与H桥电路连接的分流电阻器的两端之间的电压。上述电机控制器以开关元件驱动电路的输出的每半个周期执行电机电流检测电路的输出的采样保持，并且基于通过从每半个周期获得的两个采样值中的一个采样值减去所述两个采样值中的另一个采样值而获得的值，检测流过电机的电流的绝对值和电流的电流方向。
【发明内容】
[0003]根据第4382768号日本专利中的传统技术，当开关元件驱动电路的PWM输出信号的占空比为100%或0%时，仅获得一个采样值，并且无法执行从两个采样值中的一个采样值减去两个采样值中的另一个采样值的计算。当在占空比为0%的情况下电机电流Im为O时，当一个采样值为Im时的电流检测值是通过从Im减去零而获得的，即，电流检测值为lm。然而，该值与当占空比不等于0%时的电流检测值21m不一致。
[0004]在第4382768号日本专利中，由于使用了电机电流检测电路的输出的正值或负值，因此需要将与为零的电流对应的差分放大器的输出偏移至正侧。因此，相对于正区域的电流的分辨率基本上减小至一半。
[0005]在第4382768号日本专利的第三实施例中，在检测电流值为负的时段内，电机电流检测电路的差分放大器的输出通过反相放大器反转为相反极性、然后输出至占空比计算部的输入端子。因此，需要提供反相放大器，并且电路规模增大。
[0006]鉴于上述问题而做出了本公开，并且本公开的目的在于提供如下的电机控制器:其中，可以在PWM输出信号的占空比为100 %或O %的情况下检测电流，并且不需要使电机电流检测电路的输出偏移。
[0007]本公开内容涉及一种电机控制器，该电机控制器控制可以在正旋转方向和负旋转方向上旋转的DC电机的激励和旋转方向。电机控制器包括H桥电路、开关元件驱动电路、电机电流检测电路、采样保持电路和电机电流计算电路。
[0008]H桥电路包括以桥型连接的形式连接的四个开关元件，并且向DC电机供给直流电力。
[0009]开关元件驱动电路对第一驱动电路和第二驱动电路进行PWM驱动，第一驱动电路包括布置在H桥电路的对角线上的开关元件，以及第二驱动电路包括布置在H桥电路的另一对角线上的开关元件。
[0010]电机电流检测电路包括以串联连接的形式与H桥电路连接的分流电阻器，并且检测分流电阻器的两端之间的电压。
[0011]采样保持电路根据开关元件驱动电路的PWM输出定时，以每半个周期执行对电机电流检测电路的输出的采样保持，并且输出当第一驱动电路接通时所获得的电机电流检测电路的输出作为第一信号以及输出当第二驱动电路接通时所获得的电机电流检测电路的输出作为第二信号。
[0012]电机电流计算电路选择第一信号和第二信号之中较大的信号作为选择信号，计算选择信号的值作为电机电流的绝对值，并且基于在获得选择信号的采样定时处的PWM输出信号与选择信号之间的关系来确定电流方向。
[0013]在根据本公开的电机控制器中，关于开关元件驱动电路的PWM输出信号，当第一驱动电路的接通占空比(on-duty)为100 %并且第二驱动电路的接通占空比为O %时，检测到第一信号，并且基本上检测不到第二信号。在这种情况下，电机电流计算电路确定第二信号的值为零，基于作为选择信号的第一信号来计算电机电流的绝对值，并且可以确定电流方向。因此，即使在第4382768号日本专利的传统技术中无法检测到电流方向的情况下占空比为100 %或O %，根据本公开内容的电机控制器也可以检测电流方向。
[0014]由于根据本公开的电机电流计算电路使用零或第一信号和第二信号之间的正信号而不使用负信号，因此不需要将当电压为零时的电机电流检测电路的输出偏移至正侧。因此，可以获得具有高分辨率的输出。
[0015]根据本公开，由于不需要提供反相放大器，因此可以通过简单配置来检测电机电流的绝对值和电机电流的电流方向。因此，本公开对于对安装空间(attachment space)的限制严格的电动助力转向装置是有效的。
【附图说明】
[0016]从参照附图的以下详细描述来看，本公开的以上和其它目的、特征和优点将变得显而易见。在附图中:
[0017]图1是示出根据本公开的实施例的电机控制器的概况的图；
[0018]图2是示出应用了图1所示的电机控制器的电动助力转向装置的图；
[0019]图3是示出当第一驱动电路的接通占空比等于50%时的信号输出的时序图；
[0020]图4是示出当第一驱动电路的接通占空比大于50%时的信号输出的时序图；
[0021]图5是示出当第一驱动电路的接通占空比小于50%时的信号输出的时序图；以及
[0022]图6是示出当下臂的开关元件SW4在图4中具有短路故障时的信号输出的时序图。
【具体实施方式】
[0023]下文中，参照附图，将描述电机控制器应用于车辆的电动助力转向装置的本公开的实施例。
[0024]首先，参照图2，将描述电动助力转向装置的基本配置。电动助力转向装置90包括电机8以及电机控制器10，该电机8为DC电机并且生成辅助转矩以支持当驾驶者操作手柄91时的转向，该电机控制器1控制电机8的激励以及电机8的旋转方向。电机控制器1基于来自安装至转向轴92的转矩传感器95的转矩信号trq，对电池15的直流电力进行转换并且将直流电力的转换后的电力供给至电机8。
[0025]如图2所示，电机8安装至齿条轴93的电动助力转向装置90是齿条辅助类型。然而，根据本实施例，电动助力转向装置90可以是柱辅助类型。
[0026]接下来，参照图1，将描述电机控制器的配置。电机控制器10设置在电池15与电机8之间。电机8根据驾驶者的转向方向而旋转。例如，当驾驶者在右方向上旋转手柄时，电机8在正旋转方向上旋转。当驾驶者在左方向上旋转手柄时，电机8在负旋转方向上旋转。当电机8通过来自道路的外力旋转时，电机8作为发电机进行操作以在再生方向上产生电流。
[0027]通常，电动助力转向装置可包括检测电机的转子位置的旋转角传感器，或者可不包括旋转角传感器。由于本公开应用于不包括旋转角传感器的电动助力转向装置，因此电机控制器10无法直接获得关于电机8的旋转方向的信息。因此，电机控制器10检测流过电机8的电流的方向，然后识别电机8的旋转方向。在这种情况下，电流的方向被称为电流方向。
[0028]电机控制器10包括H桥电路30、电机电流检测电路70以及控制和计算部20。
[0029]H桥电路30由在高电压线LH与低电压线LL之间以桥型连接的形式连接的四个开关元件SWl、SW2、SW3、SW4构成。具体地，上臂的开关元件SWl和下臂的开关元件SW3以串联连接的形式彼此连接，并且上臂的开关元件SW2和下臂的开关元件SW4以串联连接的形式彼此连接。根据本实施例，金属氧化物半导体场效应晶体管(MOSFET)被用作开关元件。开关元件SWl至SW4中的每一个被连接成使得电流从低电压侧通过MOSFET的寄生二极管流向高电压侧。
[0030]电源电压Vb被施加至H桥电路30的高电压线LH。H桥电路30的低电压线LL通过分流电阻器71接地。
[0031]作为开关元件SWl与开关元件SW3之间的中间点的第一节点NI与电机8的第一电机端子81连接，并且作为开关元件SW2与开关元件SW4之间的中间点的第二节点N2与电机8的另一端的第二电机端子82连接。通过电机8将第一节点NI与第二节点N2连接的电流路径被称为激励线路LP。
[0032]当从第一节点NI朝向第二节点N2的方向的电流流过电机8时，电机8在正旋转方向上旋转。当从第二节点N2朝向第一节点NI的方向的电流流过电机8时，电机8在负旋转方向上旋转。从第一节点NI朝向第二节点N2的电流方向被称为正旋转方向，并且从第二节点NI朝向第一节点NI的电流方向被称为负旋转方向。
[0033]由布置在H桥电路30的对角线上的开关元件SWl和开关元件SW4构成的电路被称为第一驱动电路31，以及由布置在H桥电路30的另一对角线上的开关元件SW2和开关元件SW3构成的电路被称为第二驱动电路32。第一驱动单路31和第二驱动电路32由来自开关元件驱动电路23的栅极信号PWM驱动。因此，H桥电路30可以对从电池15输入的直流电力进行转换并将转换后的电力供给至电机8。
[0034]当接通第一驱动电路31并且执行电流从高电压线LH流向低电压线LL的电力操作时，电流在正旋转方向上流过开关元件SWl和开关元件SW4。当接通第一驱动电路31并且执行电流从低电压线LL流向高电压线LH的再生操作时，电流在负旋转方向上流过开关元件SW4和开关元件SWl。
[0035]当接通第二驱动电路32并且执行电力操作时，电流在负旋转方向上流过开关元件SW2和开关元件SW3。当接通第二驱动电路32并且执行再生操作时，电流在正旋转方向上流过开关元件SW3和开关元件SW2。
[0036]电机电流检测电路70检测分流电阻器71的两端之间的电压。此后，作为差分放大器72的两端之间的电压的在分流电阻器71的两端之间的电压被称为分流电压。根据本实施例，分流电阻器71以串联连接的形式连接在H桥电路30的低电压线LL与地之间。当执行电流从H桥电路30流向地的电力操作时，分流电压为正。当执行电流从地流向H桥电路30的再生操作时，分流电压为负。差分放大器72对分流电压进行放大，并且将分流电压的放大后的电压输出至控制和计算部20的采样保持电路24。
[0037]根据本实施例，差分放大器72没有设定输出的偏移量。当分流电压为OV时，差分放大器7 2输出OV。当分流电压为负时，差分放大器7 2始终输出OV。因此，在计算中不使用分流电压为负的信息。
[0038]替代地，在差分放大器72的输出范围内(例如，OV至+5V)，差分放大器72设定增益以便在分辨率尽可能高的条件下输出为正的分流电压。
[0039]控制和计算部20包括目标电流设定单元21、占空比计算单元22、开关元件驱动电路23、采样保持电路(S/Η电路)24、电机电流计算电路25和异常确定单元26。
[0040]目标电流设定单元21基于来自转矩传感器95(参照图2)的转矩信号trq来设定激励电机8的目标电流值。
[0041]占空比计算单元22通过比例积分计算来计算HVM输出信号的占空比，以便将目标电流值与从电机电流计算电路25返回的电流的值之间的差控制为零。占空比计算单元22将所计算的占空比信号输出至开关元件驱动电路23。另外，占空比计算单元22将占空比信号输出至采样保持电路24、电机电流计算电路25和异常确定单元26，作为PWM输出的定时信息。
[0042]开关元件驱动电路23基于占空比计算单元22计算的占空比，将Pmi输出信号输出至H桥电路30的第一驱动电路31和H桥电路30的第二驱动电路32，以便对第一驱动电路31和第二驱动电路32进行PffM驱动。
[0043]目标电路设定单元21、占空比计算单元22和开关元件驱动电路23具有与第4382768号日本专利中的配置相同的配置。
[0044]采样保持电路24根据开关元件驱动电路23的PWM输出定时，以每半个周期执行电机电流检测电路70的输出的采样保持。在这种情况下，半个周期与第4382768号日本专利中所公开的周期相同。PWM输出定时是PWM输出的定时。
[0045]此后，当第一驱动电路31接通时获得的电机电流检测电路70的输出被称为第一信号頂I，以及当第二驱动电路32接通时获得的电机电流检测电路70的输出被称为第二信号頂2。采样保持电路24在以每半个周期进行采样保持之后以A/D转换对电机电流检测电路70的输出进行转换，并且将第一信号頂I和第二信号頂2输出至电机电流计算电路25。
[0046]电机电流计算电路25选择在第一信号頂I和第二信号頂2之中较大的信号作为选择信号MS，并且计算选择信号頂S的值作为电机电流的绝对值。在这种情况下，电机电流是流过电机8的电流。电机电流计算电路25基于在获得选择信号IMS的采样定时处的PWM输出信号与选择信号IMS之间的关系确定电流方向。
[0047]当第一信号頂I或第二信号頂2中的至少一个超过所预定的确定阈值α的状态持续了大于或等于预定时间段的时间段时，异常确定单元26确定H桥电路30的开关元件中的至少一个是异常的。
[0048]接下来，参照图3至图5，将描述当H桥电路30正常时的电机控制器10的效果。图3至图5中所示的操作状态是根据作为第一驱动电路31的接通占空比的基准来划分的。在这种情况下，第一驱动电路31的接通占空比是接通的第一驱动电路31的占空比。图3至图5从上侧开始按如下顺序示出了(a)第一驱动电路31和第二驱动电路32的驱动信号(PWM输出信号)、(b)电机电流、(c)分流电压、(d)差分放大器输出。
[0049]另外，严格来说，关于(a)驱动信号中的每一个，防止直通电流的空载时间(deadtime)设置在第一驱动电路31的接通时段与第二驱动电路32的接通时段之间。如图3至图5所示，省略了空载时间。
[0050]第一驱动电路31接通的时间段被称为间隔Ml，以及第二驱动电路32接通的时间段被称为间隔M2。间隔Ml与间隔M2之和等同于PffM输出信号的周期T。因此，从间隔Ml的中心点至_隔12的中心点的时间段等同于PffM输出信号的半个周期(=T/2)。采样保持电路24以每半个周期获得差分放大器输出(执行采样保持)。
[0051 ]作为在间隔Ml内获得的差分放大器输出的第一信号IMl由标记“O”表不，而作为在间隔M2内获得的差分放大器输出的第二信号頂2由标记“正方形”表示。电机电流计算电路25选择第一信号頂I和第二信号頂2之中较大的信号作为选择信号頂S。由于第一信号頂I的值和第二信号頂2的值中的一个大于或等于零并且第一信号Ml的值和第二信号頂2的值中的另一个小于或等于零，因此选择信号IMS的值始终大于或等于零。在附图中，选择信号IMS的标记由实线标记表示，并且未选择的信号的标记由虚线标记表示。
[0052]此后，在参照图3至图5对电机控制器10的效果进行描述时，在第4382768号日本专利中图2至图8所示的时序图和电流路径图将通过引用合并。在这种情况下，第4382768号日本专利中的间隔MO等同于本实施例的间隔M2。
[0053]图3示出了当第一驱动电路31的接通占空比等于50%时的PffM输出的驱动状态，并且等同于第4382768号日本专利中的图2。在驱动状态下，第一驱动电路31的占空比和第二驱动电路32的占空比均为50%。在这种情况下，由于在正旋转方向上的电流和在负旋转方向上的电流彼此抵消，因此流过电机8的平均电流为0Α。另外，由于电机8具有相对于PWM驱动时段(例如，50ys)足够长的时间常数，因此电机电流几乎不流动。如图3所示，标记“O”和标记“正方形”由虚线标记表示。
[0054]图4示出了当第一驱动电路31的接通占空比大于50%时的PffM输出的驱动状态，并且等同于第4382768号日本专利中的图6。在上述驱动状态下，间隔Ml比间隔M2长，并且电机电流如在第4382768号日本专利的图8中所示那样在间隔Ml内流动以及如在第4382768号日本专利的图7中所示那样在间隔M2内流动。换言之，流过电机8的平均电流的方向是从第一节点NI朝向第二节点Ν2的正旋转方向。
[0055]由于差分放大器72的输出在间隔Ml内为正并且在间隔M2内为零，因此，采样保持电路24获得的第一信号IMl的值大于第二信号頂2的值。因此，电机电流计算电路25选择第一信号IMl作为选择信号IMS。
[0056]电机电流计算电路25计算为选择信号IMS的第一信号IMl的值，作为电机电流的绝对值。电机电流计算电路25基于在作为获得选择信号IMS的采样定时的间隔Ml内PffM输出信号与第一信号IMl之间的关系，确定电流方向，即，电机电流计算电路25基于第一信号IMl与接通第一驱动电路31的信号之间的关系来确定电流方向。换言之，当在接通第一驱动电路31的定时选择第一信号IMl时，确定电流方向为从第一节点NI朝向第二节点N2的正旋转方向。
[0057]图5示出了当第一驱动电路31的接通占空比小于50%时的PffM输出的驱动状态，并且等同于第4382768号日本专利中的图3。在上述驱动状态下，间隔M2比间隔Ml长，并且电机电流如在第4382768号日本专利的图4中所示那样在间隔M2内流动并且如在第4382768号日本专利的图5中所示那样在间隔Ml内流动。换言之，流过电机8的平均电流的方向是从第二节点N2朝向第一节点NI的负旋转方向。
[0058]由于差分放大器72的输出在间隔Ml内为零并且在间隔M2内为正，因此采样保持电路24获得的第二信号頂2的值大于第一信号頂I的值。因此，电机电流计算电路25选择第二信号頂2作为选择信号頂S。
[0059]电机电流计算电路25计算为选择信号IMS的第二信号IM2的值，作为电机电流的绝对值。电机电流计算电路25基于在作为获得第二信号頂2的采样定时的间隔M2内PffM输出信号与第二信号IM2之间的关系，确定电流方向，即，电机电流计算电路25基于第二信号IM2与接通第二驱动电路32的信号之间的关系来确定电流方向。换言之，当在第二驱动电路32接通的定时选择第二信号时，确定电流方向是从第二节点N2朝向第一节点NI的负旋转方向。
[0000]如上所述，根据本实施例的电机电流计算单元25选择采样保持电路24以PWM输出定时的每半个周期输出的第一信号頂I和第二信号頂2之中较大的信号，作为选择信号頂S。电机电流计算电路25基于选择信号IMS的信息来计算电流的绝对值并确定电流方向。
[0061]在根据本实施例的电机控制器10中，关于开关元件驱动电路23的PffM输出信号，当第一驱动电路31的接通占空比为100%并且第二驱动电路32的接通占空比为0%时，检测到第一信号頂I，并且基本上未检测到第二信号頂2。在这种情况下，电机电流计算电路25确定第二信号IM2的值为零，基于作为选择信号IMS的第一信号IMl来计算电机电流的绝对值，并且确定电流方向。因此，即使在第4382768号日本专利中的传统技术中无法检测电流方向的情况下占空比为100%或0%，可以检测电流方向。
[0062]在第4382768号日本专利的技术中，由于电机电流检测电路的输出为正的或负的，因此需要将与为零的电流对应的差分放大器的输出偏移至正侧。例如，当差分放大器的输出范围从OV至+5V时，当流过分流电阻器的电流为零时的输出被设定为+2.5V，当电流为负时的输出被设定为+2.5V，并且当电流为正时的输出被设定为+2.5V至+5V。因此，在正区域中相对于电流的分辨率基本上减半。
[0063]相比之下，根据本实施例的电机电流计算电路25使用零或第一信号IMl与第二信号IM2之间的正信号而不使用负信号，因此不需要将当电压为零时的电机电流检测电路70的输出偏移至正侧。因此，有效地使用了差分放大器72的输出范围，并且可以获得具有高分辨率的输出。
[0064]在第4382768号日本专利的第三实施例中，需要设置反相放大器。根据第4227147号日本专利，设置了两个分流电阻器以及分别与分流电阻器相关联的两个电流检测电路，并且基于电流检测电路检测到的电流来检测电流方向。在上述技术中，电路规模可能增大。
[0065]相比之下，根据本实施例，由于不需要设置反相放大器和两个电流检测电路，因此电机电流的绝对值和电机电流的电流方向可以通过简单配置来检测。因此，本实施例对于安装空间的限制严格的电动助力转向装置而言是有效的。
[0066]接下来，参照图6，将描述当H桥电路30异常时的电机控制器10的效果。如图6所示，假设在第一驱动电路31的接通占空比在图4中大于50%时的PffM输出的驱动状态下，第一驱动电路31的下臂的开关元件SW4在时间点tx具有短路故障。
[0067]在这种情况下，在时间点tx之后的间隔M2内，即使应该关断开关元件SW4，开关元件SW4也继续处于接通状态。然后，当第二驱动电路32的上臂的开关元件SW2接通时，高电压线LH和低电压线LL具有通过开关元件SW2和开关元件SW4的短路故障，并且过多的电流流过分流电阻器71。因此，在间隔M2内，电机电流没有流动，并且分流电压和差分放大器输出变得过多。
[0068]因此，在间隔M2内，差分放大器输出超过确定阈值α(参考三角形标记)。在这种情况下，根据差分放大器72的输出特性将确定阈值α设定为可变的。
[0069]当第一信号頂I或第二信号頂2中的至少一个超过所预定的确定阈值α的状态持续了大于或等于预定时间段的时间段时，异常确定单元26确定H桥电路30的开关元件中的至少一个异常。开关元件的异常不限于图6所示的下臂的开关元件的短路故障。开关元件的异常还包括上臂的开关元件的短路故障。
[0070]根据本实施例，电机控制器10可以通过使用第一信号頂I和第二信号ΙΜ2来以简单配置、由异常检测单元26检测H桥电路30的异常。
[0071]当电机控制器10通过异常确定单元26确定H桥电路30异常时，控制和计算部20终止电机8的驱动，并且通过警告灯警告驾驶者异常。因此，可以适当地实现燃料安全。
[0072](其他实施例)
[0073](a)作为构成H桥电路30的开关元件SWl至SW4，可使用诸如IGBT或除了MOSFET外的场效应晶体管的晶体管。
[0074](b)分流电阻器71可以串联连接的形式连接在H桥电路30的高电压线LH与电力线之间，而不连接在H桥电路30的低电压线LL与地之间。
[0075](C)控制和计算部20的详细电路配置不限于图1所示的配置，并且可使用可以实现相同功能的配置。
[0076](d)根据本公开控制的电机不限于电动助力转向装置，并且本公开可应用于用于任何用途的任意电机。
[0077]本公开内容不限于上述实施例，并且在本公开的精神和范围内可应用于各种实施例。
[0078]尽管已参照本公开的实施例描述了本公开，但是应理解，本公开不限于实施例和构造。本公开旨在覆盖各种变型和等同布置。另外，优选的各种组合配置、包括更多、更少或仅一个元件的其他组合和配置也在本公开的精神和范围内。
【主权项】
1.一种电机控制器，其控制直流电机(8)的激励和旋转方向，所述直流电机(8)能够在正旋转方向和负旋转方向上旋转，所述电机控制器包括: H桥电路(3 O )，所述H桥电路(3 O)包括以桥型连接的形式连接的四个开关元件(S W1、SW2、SW3和SW4)，所述H桥电路向所述直流电机供给直流电力； 开关元件驱动电路(23)，所述开关元件驱动电路(23)对第一驱动电路(31)和第二驱动电路(32)进行PWM驱动，其中，所述第一驱动电路(31)包括布置在所述H桥电路的对角线上的开关元件(SW1、SW4)，以及所述第二驱动电路(32)包括布置在所述H桥电路的另一对角线上的开关元件(3胃2、3￥3); 电机电流检测电路(70)，所述电机电流检测电路(70)包括以串联连接的形式与所述H桥电路连接的分流电阻器(71)，所述电机电流检测电路检测所述分流电阻器的两端之间的电压； 采样保持电路(24)，所述采样保持电路(24)根据所述开关元件驱动电路的PWM输出定时，以每半个周期执行对所述电机电流检测电路的输出的采样保持，并且输出(i)当所述第一驱动电路接通时所获得的所述电机电流检测电路的输出作为第一信号(Ml)以及输出(ii)当所述第二驱动电路接通时所获得的所述电机电流检测电路的输出作为第二信号(IM2)； 电机电流计算电路(25)，所述电机电流计算电路(25)选择所述第一信号和所述第二信号之中较大的信号作为选择信号，所述电机电流计算电路计算所述选择信号的值作为电机电流的绝对值，所述电机电流计算电路基于在获得所述选择信号的采样定时处的PWM控制信号与所述选择信号之间的关系来确定电流方向。2.根据权利要求1所述的电机控制器，还包括: 异常确定单元(26)，当所述第一信号或所述第二信号中的至少一个超过所预定的确定阈值的状态持续了大于或等于预定时间段的时间段时，所述异常确定单元(26)确定所述H桥电路的开关元件中的至少一个是异常的。3.根据权利要求2所述的电机控制器，其中， 所述电机电流检测电路包括差分放大器(72)，所述差分放大器(72)对所述分流电阻器的两端之间的电压进行放大和输出，并且 根据所述差分放大器的输出特性，所预定的所述确定阈值被设定为可变的。4.一种电动助力转向装置，包括: 根据权利要求1至3中任一项所述的电机控制器(10); 由所述电机控制器驱动的直流电机(8)，所述直流电机产生支持驾驶者的转向的辅助转矩。
【文档编号】H02P7/00GK106067746SQ201610232527
【公开日】2016年11月2日
【申请日】2016年4月14日 公开号201610232527.6, CN 106067746 A, CN 106067746A, CN 201610232527, CN-A-106067746, CN106067746 A, CN106067746A, CN201610232527, CN201610232527.6
【发明人】大越润一, 宇於崎裕太, 村松岭
【申请人】株式会社电装