功率转换装置的制造方法
【专利摘要】本发明的功率转换装置具备：多个三电平转换器(31～35)，该多个三电平转换器(31～35)与交流电源多重串联连接；以及控制装置(10)，该控制装置(10)对多个三电平转换器(31～35)的动作进行控制。控制装置(10)包括：运算部，该运算部运算多个三电平转换器(31～35)的输出电压指令；载波信号生成部，该载波信号生成部生成载波信号；补正部，该补正部基于直流中性点母线(7)的电位变动对载波信号的相位进行补正；以及脉冲宽度调制控制部，该脉冲宽度调制控制部将由补正部对相位进行补正后的载波信号作为基准相位，以规定量逐渐延迟相位，从而生成多个载波信号，并且将输出电压指令与多个载波信号分别进行比较，从而生成多个三电平转换器(31～35)各自的控制指令。
【专利说明】
功率转换装置
技术领域
[0001]本发明涉及一种功率转换装置，更明确而言，涉及一种对多个三电平转换器进行多重连接的功率转换装置。
【背景技术】
[0002]近年来，出于能够相对容易地实现高压大容量化，且输出高次谐波较少等的理由，三电平转换器受到关注。已提出如下一种结构，即例如S T A T C O M(StaticSynchronousCompensator:静止同步补偿器)、SVG(StaticVarGenerator:静止无功发生器)或自励式SVC(StaticVarCompensator:静止无功补偿器)等自励式无功功率补偿装置，在采用了具有高耐压和大额定电流的半导体开关元件的功率转换装置中，使用中性点钳位式的三电平转换器。
[0003]过去已知的是，该三电平转换器根据开关模式，存在直流电源电路的中性点经由开关元件和二极管与交流线路连接的期间，受到在该期间流过中性点的电流的影响，中性点电位发生变动(例如参照日本专利特开平7-79574号公报(专利文献I)、日本专利特开平7-135782号公报(专利文献2)、以及岛村等人编纂的《NPC逆变器直流输入电容器电压的平衡控制》电气学会半导体功率转换研究会资料SPC-91-37(非专利文献I))。这种中性点电位的变动可能对开关元件施加过大电压。
[0004]作为防止这种问题发生的一种方法，非专利文献I公式了如下结构:S卩，为了使构成直流电源电路的串联连接的两个电容器的直流电压相等，根据两个电容器的直流电压的电压差对功率转换装置的电压指令进行补正。该非专利文献I中，根据需要对基于两个电容器的直流电压的电压差而生成的补偿量进行极性转换后，与三电平逆变器的各相输出电压指令相加，生成最终的输出电压指令。另外，补偿量的极性转换基于三电平逆变器输出的有功功率和无功功率、以及逆变器输出频率来进行。下面将抑制中性点电位变动的控制称为“直流电压平衡控制”。
现有技术文献专利文献
[0005]专利文献1:日本专利特开平7-79574号公报专利文献2:日本专利特开平7-135782号公报
非专利文献
[0006]非专利文献I:岛村等人编纂的《NPC逆变器直流输入电容器电压平衡控制》电气学会半导体功率转换研究会资料SPC-91-37
【发明内容】
发明要解决的问题
[0007]功率转换装置中，为了降低主电路元件的开关损耗，优选尽量减少各相臂每周期的开关次数。另一方面，必须确保所搭载系统要求的控制响应性。因此，从兼顾降低开关损耗和控制响应性的观点出发，对如下结构进行了研究，即通过将多个三电平转换器串联连接成多级，从而使多个三电平转换器的输出重叠。在上述结构中，将低频载波信号设为多个三电平转换器间互不相同的相位。因此，实现了等效的高载波频率的功率转换装置。
[0008]然而，各三电平转换器中，开关次数越少，流过中性点的电流越大，因此中性点电位的变动越大。因此，上述直流电压平衡控制变得很重要。另一方面，过去的直流电压平衡控制中，在无负载或轻负载时，受到流过三电平转换器的电流的脉动的影响，补偿量的极性转换变得不稳定。因此，存在无法充分获得抑制中性点电位变动的效果的问题。
[0009]因此，本发明的主要目的在于，在将多个三电平转换器多重连接的功率转换装置中，切实地抑制中性点的电位变动。
技术方案
[0010]本发明所述的功率转换装置具备:多个三电平转换器，所述多个三电平转换器与交流电源多重串联连接；以及控制装置，所述控制装置对多个三电平转换器的动作进行控制。多个三电平转换器的结构如下，即分别设置在交流电源与直流正母线、直流负母线及直流中性点母线之间，且能够将直流电压转换成在三个电压值之间变化的交流电压。直流正母线与直流负母线之间并联连接有第一和第二电容器，且第一和第二电容器的连接点与直流中性点母线连接。控制装置包括:运算部，所述运算部运算多个三电平转换器的输出电压指令;载波信号生成部，所述载波信号生成部生成载波信号；补正部，所述补正部基于直流中性点母线的电位变动对载波信号的相位进行补正；以及脉冲宽度调制控制部，所述脉冲宽度调制控制部将由补正部对相位进行补正后的载波信号作为基准相位，以规定量逐渐延迟相位，从而生成多个载波信号，并且将输出电压指令与多个载波信号分别进行比较，从而生成多个三电平转换器各自的控制指令。
有益效果
[0011]根据本发明，在将多个三电平转换器多重连接的功率转换装置中，能够切实地抑制中性点的电位变动。
【附图说明】
[0012]图1是表示本发明实施方式所述的功率转换装置的主电路结构的概要框图。
图2是对图1所示三电平转换器的结构进行详细说明的电路图。
图3是表示图2所示的单相三电平电路中流过中性点电流的开关模式的图。
图4是图1所示的控制装置的功能框图。
图5是图4所示的电压指令运算部的功能框图。
图6是表示电压指令与五个载波信号之间的关系的波形图。
图7是表示将第一级载波信号作为基准相位时由各三电平转换器输出的电压和直流电压的波形图。
图8是表示对将第一级载波信号作为基准相位时的功率转换装置的输出电流、直流电压和输出电压进行模拟后的结果的波形图。
图9是表示将第三级载波信号作为基准相位时由各三电平转换器输出的电压和直流电压的波形图。
图10是表示对将第三级载波信号作为基准相位时的功率转换装置的输出电流、直流电压和输出电压进行模拟后的结果的波形图。
图11是图4所示的载波相位补正部的功能框图。
图12是对载波信号生成部中的载波信号的相位补正进行说明的图。
【具体实施方式】
[0013]下面，使用附图对本发明实施方式进行说明。另外，图中对相同或相当部分标注相同符号，不再重复说明。
[0014][功率转换装置的结构]
图1是表示本发明实施方式所述的功率转换装置的主电路结构的概要框图。本发明实施方式所述功率转换装置将由直流电源电路即平滑电路提供的直流电转换成三相交流电。功率转换装置具备:多个三电平转换器，所述多个三电平转换器经由变压器2与交流系统I多重串联连接；以及控制装置10，所述控制装置10对多个三电平转换器的动作进行控制。例如功率转换装置由五台三电平转换器31?35构成。以下说明中，将一台三电平转换器数作一级，五台三电平转换器31?35多重连接后构成五级转换器。此外，将五台三电平转换器31?35区别称呼时，将三电平转换器31称为“第一级”，将三电平转换器32称为“第二级”，将三电平转换器33称为“第三级”，将三电平转换器34称为“第四级”，将三电平转换器35称为“第五级”。
[0015]平滑电路连接到直流正母线5与直流负母线6之间，对直流正母线5与直流负母线6之间的电压进行平滑。平滑电路的正电位点P与直流正母线5连接。平滑电路的负电位点N与直流负母线6连接。平滑电路向直流正母线5与直流负母线6之间提供直流电。
[0016]具体而言，平滑电路由分别与五台三电平转换器31?35对应设置的五个平滑部构成。各平滑部具有在直流正母线5与直流负母线6之间并联连接的两个电容器。即，由电容器Cll、C12的串联连接构成的平滑部与第一级三电平转换器31对应，由电容器C21、C22的串联连接构成的平滑部与第二级三电平转换器32对应，由电容器C31、32的串联连接构成的平滑部与第三级三电平转换器33对应，由电容器C41、C42的串联连接构成的平滑部与第四级三电平转换器34对应，由电容器C51、C52的串联连接构成的平滑部与第五级三电平转换器35对应。构成各平滑部的两个电容器的连接点即中性点C与直流中性点母线7共通连接。
[0017]三电平转换器31?35将由直流正母线5、直流中性点母线7和直流负母线6经由平滑电路供应的直流电转换成三相交流电。变压器2的一次侧与交流系统I之间连接有开关SW。根据图中未显示的来自上级控制装置的信号对开关SW进行导通/非导通(接通/关断)，从而将交流系统I对功率转换装置的供电路径导通/切断。
[0018]仪表用变流器(CurrentTransformer= CT)与交流系统I对功率转换装置的供电路径插入连接。CT检测流过交流系统I的三相电流，将表示三相电流的三相电流信号输出到控制装置10。仪表用变压器(？0丨6111^311'作118；1；'01'11161':?1')检测交流系统1的三相电压，将表示三相电压的三相电压信号输出到控制装置10。
[0019]电压传感器8检测正侧的电容器C11、C21、C31、C41、C51两端的电压ED1，将表示电压已以的信号输出到控制装置10。电压传感器9检测负侧的电容器C12、C22、C32、C42、C52两端的电压ED2，将表示电压Ed2的信号输出到控制装置10。以下说明中将直流电压Ed1也记为“正侧直流电压”，将直流电压Ed2也记为“负侧直流电压”。
[0020]控制装置10对三电平转换器31?35的动作进行控制。后面将进行详细说明，三电平转换器31?35分别由半导体开关元件(以下只称为“开关元件”)构成。开关元件为GCT(Gate Commutated Turn-off:棚.极换向晶闸管)晶闸管、IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor:绝缘棚.双极型晶体管)、M0SFET(Metal-Oxide-Semiconductor Field-EffectTransistor:金属氧化物半导体场效电晶体)等自励半导体元件。本实施方式中，使用GCT晶闸管作为开关元件。此外，本实施方式中，使用PWM(Pulse Width Modulat1n:脉宽调制)控制作为开关元件的控制方式。
[0021]控制装置10在开关SW处于接通状态时，接收来自CT的三相电流信号和来自PT的三相电压信号，执行PffM控制。控制装置10使三电平转换器31?35进行动作，从而将来自平滑电路的直流电转换成三相交流电。控制装置10通过PffM控制，生成用于对三电平转换器31?35进行控制的开关控制信号SI?S5，将所生成的开关控制信号SI?S5分别输出到三电平转换器31?35。
[0022][三电平转换器的结构]
图2是对图1所示的三电平转换器的结构进行详细说明的电路图。三电平转换器31?35分别是使用三台图2所示的单相三电平电路构成的三相逆变器。图2代表性地示出了构成三电平转换器31的三台单相三电平电路中的与U相-X相相关的结构，但是V相-Y相、W相-Z相也具有相同的结构。
[0023]参照图2，单相三电平电路包括并联连接在直流正母线5与直流负母线6之间的U相臂、以及X相臂。U相臂包括开关兀件Gu1、GU2、Gu3、GlM、以及二极管Du1、DU2、DU3、DU4、Dua、Dub。开关元件的串联电路连接到直流正母线5与直流负母线6之间。开关元件Gu1Jl^6113、6114分别连接有反并联二极管0111、0112、0113、0114。结二极管0113连接到开关兀件6111、6112的连接点与直流中性点母线7之间。结二极管Dub连接到开关元件Gu3、Gu4的连接点与直流中性点母线7之间。
[0024]乂相臂包括开关兀件611、612、613、614、以及二极管011、012、013、014、013、011)。开关兀件GX1、GX2、GX3、GX4的并联电路连接到直流正母线5与直流负母线6之间。开关元件GX1、GX2、GX3、Gx4分别连接有反并联二极管DX1、DX2、DX3、DX4。结二极管Dx^接到开关元件GX1、GX2的连接点与直流中性点母线7之间。结二极管Dxb连接到开关元件GX3、GX4的连接点与直流中性点母线7之间。
[0025]U相臂的开关元件GU2、GU3的连接点与X相臂的开关元件GX2、GX3的连接点作为单相三电平电路的输出端子与交流系统连接。
[0026]上述结构的单相三电平电路中，根据开关模式，存在中性点C经由开关元件和二极管与交流系统连接的期间。受到在该期间流过中性点C的电流(中性点电流)的影响，中性点C的电位发生变动。图3表示图2所示的单相三电平电路中流过中性点电流的开关模式。图3中对各开关模式中用箭头表示中性点电流的方向。将由X相臂流到U相臂的电流的方向设为正，将由U相臂流到X相臂的电流的方向设为负。
[0027]若电流由中性点C向正电位点P流动，则正侧的电容器Cl I处于放电模式，电容器C11的直流电压Ed1减少，因此中性点C的电位上升。或者，若电流由中性点C向负电位点N流动，则负侧的电容器Cl2处于充电模式，电容器Cl2的直流电压Ed2增加，因此中性点C的电位上升。
[0028]相对于此地，若电流由正电位点P向中性点C流动，则正侧的电容器Cll处于充电模式，直流电压Ed1增加，因此中性点C的电位下降。或者，若电流由负电位点N向中性点C流动，负侧的电容器Cl 2处于放电模式，直流电压Ed2减少，因此中性点C的电位下降。
[0029]由此，在单相三电平电路中，根据开关模式，正侧和负侧的直流电压变得不平衡，从而中性点C的电位明显偏向正或负。这种中性点C的电位的变动可能对开关元件施加过大电压。
[0030]作为用于抑制这种中性点电位的变动的一种方法，过去已对直流电压平衡控制进行了研究，所述直流电压平衡控制根据正侧和负侧的直流电压的电压差，对功率转换装置的开关进行控制，从而使正侧和负侧的直流电压相等(例如参照非专利文献2)。本实施方式所述的功率转换装置中采用该直流电压平衡控制来控制三电平转换器31?35。
[0031](控制装置的结构)
图4是图1所示的控制装置10的功能框图。
[0032]参照图4，控制装置10包括减法器12、16、电流指令运算部14、电压指令运算部18、以及PffM脉冲生成部20。控制装置10还包括相位同步(Phased Locked Loop:PLL(锁相环))电路22、载波信号生成部24、以及载波相位补正部26。
[0033]上级的控制装置(图中未显示)向减法器12提供施加到交流系统I的U相、V相、W相各相的电压操作量(以下也称为“电压指令”)。减法器12从三相电压指令中减去由PT检测到的三相电压信号，输出电压差。
[0034]电流指令运算部14从减法器12接收电压差，生成U相、V相、W相各相的电流指令。例如电流指令运算部通过对电压差进行比例运算或比例积分运算来生成三相电流指令。
[0035]减法器16从由电流指令运算部14生成的三相电流指令中减去由CT检测到的三相电流信号，输出电流差。
[0036]电压指令运算部18接收由减法器16算出的电流差、CT检测到的三相电流信号、以及PT检测到的三相电压信号。电压指令运算部18还接收电压传感器8检测到的正侧直流电压Ed1、以及电压传感器9检测到的负侧直流电压ED2。电压指令运算部18基于这些输入信号来运算三相电压指令。
[0037]图5是图4所示的电压指令运算部18的功能框图。
参照图5，电压指令运算部18包括电流控制部40、加法器42、44、46、以及电容器电压平衡控制电路180。电流控制部40生成三相电压指令Vul'Vvl'Vwl'作为应施加到交流系统I的电压，从而使由减法器16算出的电流差(三相电流指令与由CT检测到的电流之差)变为零。电流控制部40例如根据比例控制或比例积分控制使电流差增幅，从而生成三相电压指令Vul'VvlU。
[0038]电容器电压平衡控制电路180基于电压传感器8检测到的正侧直流电压Ed1与电压传感器9检测到的负侧直流电压Ed2的电压差(Ed1-Ed2),生成用于消除直流电压ED1、ED2的不平衡的补偿量BI2。所生成的补偿量BI2分别与来自电流控制部40的三相电压指令Vul'Vvl'Vwi^ffi加。因此，生成最终的三相电压指令V1/、Vv2*、Vw2*。
[0039]具体而言，电容器电压平衡控制电路180包括减法器60、64、一次延迟滤波器62、反馈系数Kw、KA1、加法器70、极性反转部72、PQ检测部52、极性判断部54、以及切换部74。
[0040]减法器60从电压传感器8检测到的正侧直流电压Ed1中减去电压传感器9检测到的负侧直流电压Ed2，输出电压差Ed( =Edi_Ed2)。一次延迟滤波器62使输入的电压差Ed沿时间轴方向变得平滑，从而生成直流分量Edi。减法器64根据电压差Ed与直流分量Edi的偏差来生成交流分量Em。
[0041 ] 通过加法器70对直流分量Edi和交流分量Em加上分别乘以反馈系数KD1、KAI所得到的乘积，从而生成补偿量BI I ο极性反转部72使补偿量BI I的极性反转。
[0042]?0检测部52基于交流系统1的三相电压611、?、?和三相电流丨11、“检测功率转换装置输出的有功功率P和无功功率Q。极性判断部54基于功率转换装置的有功功率P和无功功率Q、以及来自电流控制部40的功率转换装置的输出频率，生成极性切换信号。
[0043]切换部74根据由极性判断部54生成的极性切换信号，选择补偿量BIl和极性反转后的补偿量(-BI1)中的任意一个。由此，根据需要将补偿量BI的极性反转，从而生成最终的补偿量812。所生成的补偿量812分别通过加法器42、44、46与三相电压指令￥1/上1*11*相加。
[0044]如上所示，电压指令运算部18使用基于正侧直流电压ED1与负侧直流电压Ed2的电压差(Ed1-Ed2)而生成的补偿量BI2，对三相电压指令Vul'Vvl'Vwl*进行补正，从而生成最终的三相电压指令Vu2'Vv2'Vw2'电压指令运算部18将所生成的三相电压指令Vu2'Vv2'Vw/输出到PffM脉冲生成部20。
[0045]再次返回图4，ΡΒ1脉冲生成部20基于由电压指令运算部18生成的三相电压指令Vu2'Vv2'Vw2'生成对三电平转换器31?35所含开关元件的接通关断进行控制的开关控制信号SI?S5。另外，图4中代表性地示出了开关控制信号SI?S5中用于对第一级三电平转换器31进行控制的开关控制信号SI。
[0046]PLL电路22根据由PT检测的交流系统I的三相电压检测各相电压的相位Θ。载波信号生成部24基于由PLL电路22检测到的相位Θ，运算交流系统I的频率。而且，载波信号生成部24基于交流系统I的频率，运算PWM控制中使用的载波信号的频率，生成该运算的频率的载波信号。另外，载波信号能够由三角波或锯齿波构成。下面举例说明三角波。此外，将载波信号的频率与交流系统I的频率的比值设为6。因此，PffM控制中将电压指令一个周期所含的载波信号的脉冲数控制为6个。
[0047]PWM脉冲生成部20使用由载波信号生成部24生成的载波信号，生成分别与五台三电平转换器31?35对应的五个载波信号。这五个载波信号相互具有相位差。图6是表示电压指令与五个载波信号的关系的波形图。
[0048]参照图6，第一级载波信号用于生成第一级三电平转换器31所包含的单相三电平电路的开关控制信号SI。第一级载波信号由在零到正的最大值间变化的U相三角波、以及在零到负的最大值间变化的X相三角波构成。第一级载波信号的零交叉点与电压指令的零交叉点一致。PWM脉冲生成部20将该第一级载波信号作为“基准相位”，生成剩余的四个载波信号。
[0049]第二级载波信号用于生成第二级三电平转换器32所包含的单相三电平电路的开关控制信号S2。第二级载波信号由U相三角波、以及X相三角波构成。第二级载波信号是将第一级载波信号的相位延迟规定量9s后的信号。
[0050]第三级载波信号用于生成第三级三电平转换器33所包含的单相三电平电路的开关控制信号S3。第三级载波信号由U相三角波、以及X相三角波构成。第三级载波信号是将第二级载波信号的相位延迟规定量9s后的信号。
[0051]第四级载波信号用于生成第四级三电平转换器34所包含的单相三电平电路的开关控制信号S4。第四级载波信号包括U相三角波、以及X相三角波。第四级载波信号是将第三级载波信号的相位延迟规定量9s后的信号。
[0052]第五级载波信号用于生成第五级三电平转换器34所包含的单相三电平电路的开关控制信号S5。第五级载波信号由U相三角波、以及X相三角波构成。第五级载波信号是将第四级载波信号的相位延迟规定量9s后的信号。
[0053]由此，PffM脉冲生成部20将零交叉点与电压指令一致的载波信号作为基准相位，将相位相对于该基准相位依次延迟规定量0s，从而生成共五个载波信号。
[0054]Pmi脉冲生成部20将三相电压指令Vu2'Vv2'Vw/分别与五个载波信号进行高低比较，生成用于对三电平转换器31?35的开关元件的接通关断进行控制的开关控制信号SI?S5o
[0055]图7是表示将第一级载波信号作为基准相位时分别由三电平转换器31?35输出的电压和直流电压Ed1、ED2的波形图。图7中代表性地示出了由单相三电平电路(图2)输出的U相电压和X相电压。
[0056]参照图7，单相三电平电路中，将电压指令与U相三角波和X相三角波进行高低比较，基于该比较结果来决定开关元件的接通关断的组合。
[0057]一级U相三角波是频率为电压指令的6倍且与电压指令同步的信号，一级U相三角波的最小值为0V，其最大值高于电压指令的正的峰值电压。一级X相三角波是与一级U相三角波同相的信号，一级X相三角波的最小值低于电压指令的负的峰值电压，其最大值为0V。
[0058]电压指令高于一级U相三角波的电平的期间，开关元件Gu1Xu2接通，开关元件GU3、Gu4关断。电压指令处于一级U相三角波的电平之间的期间，开关元件Gu2接通，开关元件Glu、GU3、GU4关断。电压指令处于一级X相三角波的电平之间的期间，开关元件Gu3接通，开关元件GuiWl^Gu4关断。电压指令低于一级X相三角波的电平的期间，开关元件GU3、GU4接通，开关元件Gu1、Gu2关断O
[0059]将电压指令的符号反转后低于一级X相三角波的电平的期间，开关元件GX3、GX4接通，开关元件Gn、GX2关断。将电压指令的符号反转后处于一级X相三角波的电平之间的期间，开关元件Gx3接通，开关元件GX1、GX2、GX4关断。将电压指令的符号反转后处于一级U相三角波的电平之间的期间，开关元件Gx2接通，开关元件GX1、GX3、GX4关断。将电压指令的符号反转后高于一级U相三角波的电平的期间，开关元件Gn、GX2接通，开关元件GX3、GX4关断。
[0060]如上所示，开关元件接通关断时，单相三电平电路中产生图3所示的中性点C经由开关元件和二极管与交流系统连接的期间。因此，如图7所示，产生如下开关模式:S卩，受到流过中性点C的电流(中性点电流)的影响，中性点C的电位上升的开关模式(与图中的中性点电位上升模式相当)；以及受到中性点电流的影响，中性点C的电位下降的开关模式(与图中的中性点电位下降模式相当)。
[0061 ]各三电平转换器31?35中将电压指令与载波信号(U相三角波、X相三角波)进行高低比较，根据该比较结果来决定开关元件接通关断的组合。其结果为，各三电平转换器31?35中产生中性点C的电位上升的开关模式、以及中性点C的电位下降的开关模式。该结果为，作为整个功率转换装置来看时，如图7的最下级所示，在电压指令的一个周期之间产生中性点C的电位上升的期间、以及中性点C的电位下降的期间。
[0062]图8是表示对将第一级载波信号作为基准相位情况下的功率转换装置的输出电流、直流电压ED1、ED2和输出电压进行模拟的结果的波形图。图8的模拟假定了功率转换装置的各三电平转换器31?35进行了图7所示动作的情况。
[0063]参照图8，将正侧直流电压Ed1与负侧直流电压Ed2进行比较后，负侧直流电压Ed2高于正侧直流电压Ed1，正侧和负侧的直流电压产生了不平衡。因此，中性点C的电位偏向正，可能对开关元件施加过大电压。
[0064]此外，如上所示，电容器电压平衡控制电路180(图5)中，根据输出电流的极性变化切换补偿量BIl的极性，然而受到输出电流的脉动的影响，输出电压的波形发生了畸变。
[0065]图9是表示将第三级载波信号作为基准相位时分别由三电平转换器31?35输出的电压和直流电压Ed1、ED2的波形图。图9中代表性地示出了由单相三电平电路(图2)输出的U相电压和X相电压。
[0066]图9中代替第一级载波信号，图中未显示的第三级载波信号的零交叉点与电压指令的零交叉点一致。而且，将该第三级载波信号作为基准相位，生成剩余的四个载波信号。具体而言，第四级载波信号是将第三级载波信号的相位延迟规定量9s后的信号。第五级载波信号是将第四级载波信号的相位延迟规定量9s后的信号。第一级载波信号是将第五级载波信号的相位延迟规定量0S后的信号。第二级载波信号是将第一级载波信号的相位延迟规定量9S后的信号。
[0067]与图7的说明相同，单相三电平电路中将电压指令与U相三角波和X相三角波进行高低比较，基于该比较结果来决定开关元件的接通关断的组合。而且，开关元件接通关断时，产生中性点C经由开关元件和二极管与交流系统连接的期间，从而产生中性点C的电位上升的开关模式、以及中性点C的电位下降的开关模式。
[0068]各三电平转换器31?35中，产生上述中性点C的电位上升的开关模式、以及中性点C的电位下降的模式，因此作为整个功率转换装置来看时，如图9的最下级所示，在电压指令的一个周期之间产生了中性点C的电位上升的期间、以及中性点C的电位下降的期间。
[0069]图10是表示对将第三级载波信号作为基准相位情况下的功率转换装置的输出电流、直流电压ED1、ED2和输出电压进行模拟的结果的波形图。该模拟假定了功率转换装置的各三电平转换器31?35进行了图9所示动作的情况。
[0070]参照图10，正侧直流电压ED1与负侧直流电压Ed2基本相等，这两个直流电压之间未产生不平衡。此外，由于输出电流的脉动较小，因此可抑制输出电流的极性变化而引起的输出电压的波形畸变。
[0071]此处，将以图7和图8所示的第一级载波信号作为基准相位的情况与以图9和图10所示的第三级载波信号作为基准相位的情况进行比较后，与以第一级载波信号作为基准相位的情况相比，以第三级载波信号作为基准相位的情况的正侧直流电压ED1与负侧直流电压Ed2之间的不平衡减少。即，可知直流电压平衡控制中，载波信号的相位对中性点的电位造成了较大影响。
[0072]因此，本发明实施方式所述的功率转换装置中，直流电压平衡控制中，根据中性点电位的变动来调整载波信号的相位。具体而言，控制装置10对载波信号的基准相位进行补正，使正侧直流电压ED1与负侧直流电压Ed2保持平衡。
[0073]再次参照图4，控制装置10具备载波相位补正部26，作为对载波信号的基准相位进行补正的结构。载波相位补正部26根据电压传感器8检测到的电容器Cll的直流电压Ed1和电压传感器9检测到的电容器C12的直流电压ED2，算出基准相位的补正量ΔΘ，将算出的补正量Δ Θ输出到载波信号生成部24。
[0074]图11是图4所示的载波相位补正部26的功能框图。
参照图11，载波相位补正部26包括减法器260、以及PI运算部262。减法器260从电压传感器8检测到的电容器Cll的直流电压Ed1中减去电压传感器9检测到的电容器C12的直流电压ED2，输出电压差Ed( =Ed1-Ed2)。
[0075]PI运算部262通过对电压差Ed进行比例积分运算来算出补正量ΔΘ JI运算部262算出补正量ΛΘ，用于实现图9所示的电压差Ed为零的载波信号与电压指令的相位关系。
[0076]若载波信号生成部24基于由PLL电路22检测到的相位Θ来生成载波信号，则仅使所生成的载波信号的相位位移补正量A Θ。
[0077]图12是对载波信号生成部24的载波信号的相位补正进行说明的图。
[0078]如上所示，载波信号生成部24基于由PLL电路22检测到的相位Θ，运算交流系统的频率，生成频率为交流系统频率整数倍(例如6倍)的载波信号。如图12的上级所示，所生成的载波信号的零交叉点与电压指令的零交叉点一致。
[0079]载波信号生成部24如图12的下级所示，仅使该载波信号的相位位移补正量ΔΘ。载波信号生成部24将补正后的载波信号输出到PffM脉冲生成部20。
[0080]PWM脉冲生成部20使用补正后的载波信号，生成分别与五台三电平转换器31?35对应的五个载波信号。PWM脉冲生成部20将补正后的载波信号作为第一级载波信号。图12的下级示出了第一级载波信号即第一级U相三角波和一相X相三角波。PffM脉冲生成部20将该第一级载波信号作为基准相位，生成剩余的四个载波信号。而且，PWM脉冲生成部20将三相电压指令Vu2'Vv2'Vw/分别与五个载波信号进行高低比较，生成对三电平转换器31?35的开关元件的接通关断进行控制的开关控制信号SI?S5。
[0081]如上说明的那样，根据本发明实施方式所述的功率转换装置，在将多个三电平转换器多重连接的功率转换装置中，根据正侧直流电压与负侧直流电压的电压差对载波信号的基准相位进行补正后，能够使正侧直流电压与负侧直流电压保持平衡。因此，直流电压平衡控制的实效性得到提高，从而能够切实地抑制中性点电位的变动。
[0082]本次公示的实施方式全部为示例，不应认为其具有限制性。本发明的运用并未在上述说明中而是在权利要求中示出，其包括与权利要求均等的含义以及权利要求内的所有变更。
符号说明
[0083]I交流系统、2变压器、5直流正母线、6直流负母线、7直流中性点母线、8、9电压传感器、10控制装置、12、16减法器、14电流指令运算部、18电压指令运算部、20PWM脉冲生成部、22PLL电路、24载波信号生成部、26载波相位补正部、31?35三电平转换器、SW开关、CT仪表用变流器、PT仪表用变压器。
【主权项】
1.一种功率转换装置，其特征在于，具备: 多个三电平转换器，所述多个三电平转换器与交流电源多重串联连接；以及 控制装置，所述控制装置对所述多个三电平转换器的动作进行控制， 所述多个三电平转换器的结构如下:即分别设置在所述交流电源与直流正母线、直流负母线及直流中性点母线之间，且能够将直流电压转换成在三个电压值间变化的交流电压， 所述直流正母线与所述直流负母线之间并联连接有第一电容器和第二电容器，且所述第一电容器和所述第二电容器的连接点与所述直流中性点母线连接， 所述控制装置包括: 运算部，所述运算部运算所述多个三电平转换器的输出电压指令； 载波信号生成部，所述载波信号生成部生成载波信号； 补正部，所述补正部基于所述直流中性点母线的电位变动对所述载波信号的相位进行补正；以及 脉冲宽度调制控制部，所述脉冲宽度调制控制部将由所述补正部对相位进行补正后的所述载波信号作为基准相位，以规定量逐渐延迟相位，从而生成多个载波信号，并且将所述输出电压指令与所述多个载波信号分别进行比较，从而生成所述多个三电平转换器各自的控制指令。2.如权利要求1所述的功率转换装置，其特征在于， 所述补正部基于所述第一电容器的两端的电压与所述第二电容器的两端的电压之间的电压差，运算所述载波信号的相位的补正量。
【文档编号】H02M7/49GK105900328SQ201480072465
【公开日】2016年8月24日
【申请日】2014年1月6日
【发明人】杉山隆, 森岛直树
【申请人】东芝三菱电机产业系统株式会社