专利名称：电源装置的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及一种电源装置，该电源装置适合于例如被用在具有一个大范围的输入市电交流电压的整个电子设备中。
一种在全世界范围内使用的电源电压大致地被分成一个100V范围和一个200V范围。因此，对于一个不指定任何供货地区的电子设备来说，需要该电子设备正常地工作而不考虑提供给该电子设备的电源电压是哪一个范围的电源电压。然而，如果该电子设备例如是由一个AC-DC变换器构成的，那么将产生对在一个开关元件、一个变压器和取决于供给电源的系统的类似设备的部件中增加损耗的担忧。
因此，在已经被用在这样一个电子设备中的电源装置中，例如在
图1和2中所示一种电路结构已经被用在现有技术中。在图1所示的电路结构中，从市电电源100和类似电源来的一个交流电压通过一个二极管整流桥路101被整流。在整流的输出电压被平滑之后，通过利用多个DC-DC变换器102、103来获得一个直流输出电压。根据这个电路结构，通过把一个负载分配给多个DC-DC变换器能够减小总的损耗。
此外，在图2所示的电路结构中，利用由两个电容器104、105构成的一个串联电路来进行滤波并且同时电容器104、105的连接点通过一个开关106与二极管整流桥路101的一个交流输入端连接。因而，根据在该交流输入端上的电压来控制开关106，以致于整流从一个原边侧被转换到在一个100V系统中的两倍电压整流和被转换到在一个200V系统中的全波整流，这就使提供给DC-DC变换器的电压相等，因此利用单个DC-DC变换器102能够进行一个有效的控制。
如果利用如图1中所示设置有多个变换器的系统，那么它与由一个变换器构成的系统相比在部件的数量上增加了，因此增加了制造费用。同样，如果利用在图2中所示的整流转换系统，在这种情况下，例如由于一个异常现象使一个两倍电压整流在200V系统中进行，那么一个整流的输出电压能够最大几乎达到800V，这就迫使采取预防措施以便设置一个特殊的安全装置和类似装置来避免对一个电路元件的损坏和避免一个故障。
在电源状态不稳定的区域内，通常在一个额定电源电压中产生大约±10％的波动。在这种情况下具有一个担忧，例如一个在200V系统中的电源被错误地检测为在100V系统中的电源，并且是在转换到两倍电压整流的状态中，如果在200V侧上的电压迅速地升高，那么整流的输出电压最大能够达到800V。
此外，虽然利用一个变换器能够扩大控制范围，但是这不可避免需要开关元件和变压器是大尺寸和导致了整个设备的尺寸变大并且降低了电源装置本身的变换效率。
由于这些方面，本发明的一个目的是提供一种电源装置，该电源装置能够解决在一个不指定任何供货地区的电子设备中存在的问题，这些问题包括大尺寸的设备、变换效率的降低和对由于异常引起产生的极高的输出电压的担忧。
根据本发明的一个方面，电源装置是这样一种电源装置，即在该电源装置中利用一个开关元件来转换一个绝缘变换变压器的初级绕组的激励电流并且根据绝缘变换变压器的次级绕组边输出电压来控制与开关元件连接的一个振荡驱动电路的振荡状态，以致于把次级绕组边输出电压控制到一个恒定电压。在振荡驱动电路的控制下，在一个全桥工作方式与一个单端推挽和半桥工作方式的两个方式之间转换激励电流的供电通路。
图1是一个电源装置的结构图；图2是另一个电源装置的结构图；图3是根据本发明的一个电源装置的结构图，它作为一个实施例；图4A-4J是用于解释根据本发明的电源装置的波形图；图5A-4C是用于解释根据本发明的电源装置的电路图；图6A-6C是用于解释根据本发明的电源装置的电路图；图7A-7M是用于解释根据本发明的电源装置的波形图；图8A-8M是用于解释根据本发明的电源装置的波形图；图9是用于解释根据本发明的电源装置的特性曲线图。
根据本发明的一种电源装置是这样一种电源装置，即在该电源装置中利用一个开关元件来转换一个绝缘变换变压器的初级绕组的激励电流并且根据绝缘变换变压器的次级绕组边输出电压来控制与开关元件连接的一个振荡驱动电路的振荡状态，以致于把次级绕组边输出电压控制到一个恒定电压，该电源装置这样地被设置以致通过振荡驱动电路在一个全桥工作方式与一个单端推挽和半波桥工作方式的两个方式之间的控制来转换激励电流的供电通路。
下面参照附图来描述本发明。图3是一个表示本发明的电源装置的例子的结构方框图。在该图中，一个交流输入电源1与一个二极管整流桥2的交流输入端连接。一个平滑电容器3被设置在二极管整流桥2的正输出端与负输出端之间，同时二极管整流桥2的负输出端接地。
此外，二极管整流桥2的正输出端通过两对两桥臂式开关元件4a、4b和4c、4d的串联电路被接地。因此，这两对开关元件4a、4b和4c、4d的串联电路的每个串联电路被连接在二极管整流桥2正输出端和负输出端之间。
在这些开关元件4a、4b和4c、4d的串联电路的每个中点之间设置有一个由绝缘变换变压器5的初级绕组5a与一个谐振电容器6组成的串联电路。该绝缘变换变压器5的次级绕组5b的两端分别与一个二极管整流桥7的交流输入侧的两端连接，在该二极管整流桥7的正输出端与负输出端之间设置有一个平滑电容器8。二极管整流桥7的正输出端与负输出端与一个负载9连接。
此外，一个由电阻器10a和10b构成的分压电路10被设置在二极管整流桥7的正输出端与负输出端之间。分压电路10的分压点与一个误差放大器11的一个输入端连接，同时一个基准电压源12与误差放大器11的另一个输入端连接。
此外，二极管整流桥7的正输出端通过一个电阻器13与形成一个光耦合器14的发光二极管14a的一端连接而发光二极管14a的另一端与误差放大器11的输出端连接。此外，一个形成光耦合器14的光电晶体管14b的发射极接地而它的集电极通过一个电阻器15与一个振荡控制电路16的控制端连接。
然后，振荡控制电路16的输出端与开关元件4a、4b的驱动电路17a、17b连接并且通过电阻器18a和18b与开关元件4c、4d的驱动电路17a、17b连接。
因此，在绝缘变换变压器5的次级绕组侧上检测提供给负载9的直流输出电压并且一个检测的信号通过光耦合器14提供给振荡控制电路16的控制端。然后，根据该检测的信号由振荡控制电路16形成的一个驱动脉冲信号被提供给开关元件4a、4b和4c、4d并且控制每个开关元件的转换。特别地，这样的一个控制被进行以致于在分压电路10的分压点上的一个电压与基准电压源12的电压相同。
此外，二极管整流桥2的正输出端通过由电阻器19a和19b构成的分压电路19接地和该分压电路19的分压点与比较器20的反相输入端连接。同时，一个电压Vcc的电源端通过一个由电阻器21a和21b构成的分压电路21接地并且该分压电路21的分压点与比较器20的一个非反相输入端连接。比较器20的输出端通过一个电阻器22与电压Vcc的电源端连接并且通过一个电阻器23也与其非反相输入端连接。
因此，例如，如在图4A中所示的，当在分压电路19的分压点上由二极管整流桥2的正输出端的电压确定的一个电位比在分压电路21的分压点上获得的一个预定的电位高时，从比较器20上获得一个低电位，当在分压电路19的分压点上由二极管整流桥2的正输出端的电压确定的一个电位比在分压电路2 1的分压点上获得的一个预定的电位低时，从比较器20上获得一个高电位。此外，由于比较器20的输出被正反馈到它的非反相输入端，所以该输出的高电位和低电位的转换操作具有一个滞后作用。
此外，比较器20的输出端与一个比较器24的反相输入端连接，同时电压Vcc的电源端通过由电阻器25a和25b构成的分压电路25接地并且分压电路2 5的分压点与比较器24的非反相输入端连接。此外，比较器24的输出端通过一个电阻器2与电压Vcc的电源端连接。因此，在相反的状态下，从比较器24上获得比较器20的输出电压，如在图4B中所示的。
在这个装置中，也就是当在二极管整流桥2的正输出端上的电位比上述预定的值更低时，它变为如在图4A到4J中左侧上所示的电位。同样地，当在二极管整流桥2的正输出端上的电位比上述预定的值更高时，它变为如在图4A到4J中右侧上所示的电位。比较器20的输出端通过一个反相的二极管27a与电阻器18a和驱动电路17c的连接点连接，比较器24的输出端通过一个反相的二极管27b与电阻器18b和驱动电路17d的连接点连接。
因此，在这个装置中，当在二极管整流桥2的正输出端上的电位比上述预定的值更低时，二极管27a、27b被关断。结果，例如，由振荡控制电路16输出与在图4C到4F中左侧上分别所示的波形一样的驱动脉冲信号被提供给驱动电路17a-17d。从驱动电路17a-17d上获得与在图4G到4J中左侧上分别所示波形一样的上述驱动脉冲信号，并且把这些驱动脉冲信号提供给开关元件4a-4d。
另一方面，当在二极管整流桥2的正输出端上的电位比上述预定的值更高时，二极管27a、27b被导通。结果，驱动电路17c的一个输入端被偏压到一个低电位，如在图4E的右侧上所示的，而驱动电路17d的一个输入端被偏压到一个高电位，如在图4F的右侧上所示的。同时与分别在图4C-4D的右侧上所示的波形一样，振荡控制电路16的输出电压被提供给驱动电路17a和17b。
作为与这些信号对应的信号，如在图4G和4H中分别所示的，从驱动电路17a、17b中获得上述的驱动脉冲信号并且把这些驱动脉冲信号提供给开关元件4a、4b。同时，如在图4I的右侧上所示的，从驱动电路17c上获得一个被固定在一个低电位上的输出信号并且把该信号提供给开关元件4c。同样，，如在图4J的右侧上所示的，从驱动电路17d上获得一个被固定在一个高电位上的输出信号并且把该信号提供给开关元件4d。
结果，在图3中所示的装置中，当在上述正输出端上的电位比预定值低时，4桥臂式开关元件4a-4d被控制以便交替地导通和关断并且该装置进入全波桥路工作。也就是，在这种情况下，在主要部分上的电路结构变为如在图5A中所示的结构，并且当开关元件4a、4d被导通时，一个电流如在图5B中所示的箭头方向上流动，而当开关元件4b、4c被导通时，一个电流如在图5C中所示的箭头方向上流动。
在这种情况下，由交流输入电压(在该图中没有示出)形成的一个直流输入电压Vin被分压并且被提供给初级绕组5a和谐振电容器6。也就是，假设提供给初级绕组5a的电压是V11而提供给谐振电容器6的电压是Vc1，下列等式(1)被建立。
V11+Vc1＝Vin(1)同时，当在上述正输出端上的电位比预定值高时，开关元件4c被固定到一个关断状态而开关元件4d被固定到导通状态并且该装置进入半桥工作。同样开关元件4a、4b被交替地导通和关断并且进入单端推挽式工作。因此，在这种情况下，在主要部分上的电路结构变为如在图6A中所示的结构，并且当开关元件4a被导通时，一个电流如在图6B中所示的箭头方向上流动，而当开关元件4b被导通时，一个电流如在图6C中所示的箭头方向上流动。
在这种情况下，利用单端推挽方式在开关元件4d的一个位置上形成直流输入电压Vin的一半电压，并且假设提供给初级绕组5a的电压是V12而提供给谐振电容器6的电压是Vc2，下列等式(2)被建立。V12+Vc2=12Vin----(2)]]>在这种情况下，也就是，如从上述等式(1)、(2)中明显看到的，当在单端推挽和半桥方式工作中上述直流输入电压是相等时，提供给初级绕组5a和谐振电容器6的电压是在全桥方式工作中的电压的1/2。
为了利用这个特性，例如，通过当交流输入电压是100V时进入全桥方式工作而当交流输入电压是200V时转换到单端推挽和半桥方式工作，能够使提供给绝缘变换变压器5的初级绕组5a的电压相等。在这种情况下，由于在次级绕组5b上获得的电压变为相等，所以一个用于相对于交流输入电压来稳定直流输出电压的控制范围实际上能够被扩大。
在这种装置中，也就是，在全桥方式工作中的无负载(点画线)到轻负载期间，在各个部分上的波形变为如在图7A到7M中所示的波形。在此开关元件4a-4d分别地被提供有如在图7A-7D中所示的驱动脉冲信号并且这些开关元件的转换被进行。在这种情况下，在开关元件4d的一个漏极与源极之间形成一个如在图7E中所示的电压。
此外，在开关元件4a-4d的漏极与源极之间的电流分别地以如在图7A-7D中所示的波形流动。结果，一个如在图7J中所示的电流流过初级绕组5a并且在谐振电容器6上形成一个如在图7K中所示的电压。然后，在初级绕组5a上产生一个在图7L中所示的电压，并且一个在图7M中所示的电流流过次级绕组5b。
同时，在单端推挽和半桥方式工作中的无负载(点画线)到轻负载期间，在各个部分上的波形变为如在图8A到8M中所示的波形。在此，如在图8A-8D中所示的驱动脉冲信号分别地被提供给开关元件4a-4d并且这些开关元件的转换被进行。在这种情况下，在开关元件4d的漏极与源极之间形成一个如在图8E中所示的电压。
此外，在开关元件4a-4d的漏极与源极之间的电流分别地以如在图8A-8D中所示的波形流动。结果，一个如在图8J中所示的电流流过初级绕组5a并且在谐振电容器6上形成一个如在图8K中所示的电压。然后，在初级绕组5a上产生一个在图8L中所示的电压，并且一个在图8M中所示的电流流过次级绕组5b。
流过初级绕组5a的电流的波形，如在图7J和8J中所示的，和在图7J和8J后面的图中所示的随后波形变为完全相等。因此，当交流输入电压变为两倍时，通过转换到单端推挽和半桥方式工作使提供给绝缘变换变压器5的初级绕组5a上的电压相等半桥并且一个用于相对于交流输入电压来稳定直流输出电压的控制范围实际上能够被扩大。
因此，在这种装置中，通过以两种方式或在全桥工作与单端推挽和半桥工作之间转换激磁电流的供电通路，利用一个简单的结构能够进行恒定效率的变换，同时能够解决由于一个异常现象引起的对非常高的输出电压的担忧。
根据本发明，相对于在交流输入电压中的两倍变化，能够利用一个AC-DC变换器来构成一个电源装置，该电源装置使其结构简单并且同时使AC-DC变换器的结构简单，以及相对于交流输入电压的两倍变化通过使提供给AC-DC变换器的电压相等来增加它的变换效率。
因此，根据本发明，由于不进行由常规装置利用的两倍电压整流，所以没有由于一个异常现象引起的对非常高的输出电压的担忧，因此没有必要设置一个安全装置和认为由常规装置需要的类似装置。因而利用一个简单的结构能够进行恒定效率的变换。
此外，在上述的装置中，假设电阻器21a、21b、22、23的阻值分别地由R1、R2、R3、R4表示，当全桥工作被转换到单端推挽和半桥工作时在转换点上的电压Vb1变为由下列表示。Vb1=R2•VccR1•R3•R4R1+R3+R4+R2----(3)]]>同样，在从单端推挽和半桥工作转换到全桥工作的转换点上的电压Vb2由下列等式表示。Vb2=R2•R3•RccR2•R3+(R2+R3)•R1----(4)]]>在上述装置中，电阻器21a、21b、22、23的电阻值R1、R2、R3、R4分别地被确定以致于在转换点上的电压变为Vb1＞Vb2，它使上述转换操作具有一个滞后。因此，利用该滞后使相互的转换不频繁地发生并且能够使该装置稳定地工作。
此外，在上述装置中，当比较器24的输出是一个高电位并且使驱动电路17d的输入被偏置到一个高电位时(在图4A-4J中的右侧上)，利用电阻器18b和26的电阻值来确定输入给驱动电路17d的一个低值(在图4F中所示的)。因此，上述电阻器18b和26的电阻值被确定以致于该低值被判定在驱动电路17d上是一个高电位。
此外，在上述装置中，绝缘变换变压器5的初级谐振阻抗曲线变为在图9中所示的曲线。在图9中，一个值f0是绝缘变换变压器5的初级边的谐振频率。如果假设初级绕组5a的电感是L1和谐振电容器6的电容是C1，那么下列等式(5)被建立。f0=12π√(L1,C1)---(5)]]>此外，在图9中，一个值fs是振荡控制电路16的振荡频率和一个值fs(L)表示一个最小振荡频率而一个值fs(H)表示一个最大振荡频率。
在图9中，在利用上述谐振阻抗曲线的上侧情况下的控制如下。
也就是当从分压电路10的分压点上获得的电压比从基准电压源12上获得的基准电压更高时，这种情况由误差放大器11来检测，以致于通过光耦合器14流过电阻器15的电流被增加。结果，这样一个控制被进行，即使从振荡控制电路16来的驱动脉冲的振荡频率fs变高并且驱动电路17a-17d的振荡频率变高，以致于绝缘变换变压器5的初级边谐振阻抗变得更大，它使流过初级绕组5a的激磁电流更小并且使直流输出电压更低。
同时，当从分压电路10的分压点上获得的电压比从基准电压源12上获得的基准电压更低时，这种情况由误差放大器11来检测，并且通过光耦合器14流过电阻器15的电流被减小。结果，从振荡控制电路16来的驱动脉冲的振荡频率fs被降低并且驱动电路17a-17d的振荡频率被降低，以致于绝缘变换变压器5的初级边谐振阻抗变得更小。因此这样一种控制被进行，即使流过初级绕组5a的激磁电流更大并且使直流输出电压更高。
利用这种方式，在绝缘变换变压器5的次级边上检测提供给负载9的直流输出电压和把这个检测的信号通过光耦合器14提供给振荡控制电路16的控制端。根据该检测的信号由振荡控制电路16形成的驱动脉冲信号被提供给开关元件14a-14d以便控制这些开关元件的每个转换。结果，分压电路10的分压点上的电位被控制以致于使其等于基准电压源12的电位。
此外，在上述图3中所示的电源装置中，在全桥工作与单端推挽和半桥工作两种方式的相互转换期间，通过抑制流过开关元件14a-14d的每个开关的电流能够进行用于稳定转换的控制。
在图3中，比较器20的输出端通过一个反向连接的二极管28与一个电阻器29的一端连接，而电阻器29的另一端通过一个电阻器30与一个晶体管31的基极连接。此外，电压Vcc的电源端通过一个电阻器32与电阻器29和电阻器30的连接点连接。晶体管31的发射极接地，并且在晶体管31的基极与地之间设置有一个由一个反向连接的二极管33和一个电阻器34构成的并联电路。此外，晶体管31的集电极通过电阻器15与振荡控制电路16连接。
因此，在这个电路中，当具有从单端推挽和半桥工作方式到全桥工作方式的一个转换时，二极管整流桥20的输出电压从一个低电位转换到一个高电位。结果，二极管28被关断，并且当通过电阻器32和电容器30对电容器30进行充电时，从电压Vcc的电源端来的一个电流被提供给晶体管31的基极，该电流使晶体管31导通并且在这个周期期间振荡控制电路16的振荡频率变得更高。
当全桥工作方式返回到单端推挽和半桥工作方式时，由于比较器20的输出电压从高电位转换的低电位，所以在电容器30中的电荷通过二极管28和电阻器29被放电。结果，在任何转换到全桥工作方式的时刻晶体管31能够被导通。
当晶体管31被导通和振荡控制电路16的振荡频率在这个周期中变高时，绝缘变换变压器5的次级边谐振阻抗变高并且流过开关元件4a-4d的每个开关元件的电流能够被抑制。
此外，使振荡控制电路16的振荡频率变高意味着绝缘变换变压器5的初级侧谐振阻抗变得更大。因此，如果这种状态持续长，那么产生一个对在次级边上的负载9两端之间的输出电压被下降的担忧。因此，在上述的电路中，通过适当地确定电阻器32和电容器30的一个时间常数来进行一个调整以致于这个时间周期保持在不使输出电压降低的一个范围之内。
利用这种方法，根据上述的装置，在一个电源装置中，利用开关元件来转换绝缘变换变压器的初级绕组的一个激磁电流并且根据绝缘变换变压器的次级边输出通过控制与开关元件连接的振荡驱动电路的的振荡状态使次级边输出电压被控制到一个恒定电压，通过振荡驱动电路的控制，激磁电流的供电通路在像全桥工作方式与单端推挽和半桥高速方式这样的两种方式之间被转换，这就使该装置能够利用一个简单的结构进行一个恒定效率的变换，同时，消除了对由于异常现象引起产生极高的输出电压的担忧。
此外，在上述的装置中，不仅通过检测上述交流输入电压的整流电压和交流输入电压本身而且也能通过检测流过上述开关元件或上述绝缘变换变压器的电流能够进行用于在像全桥工作方式与单端推挽和半桥高速方式这样的两种方式之间转换的信号的检测。
此外，在上述的振荡驱动电路从单端推挽和半桥高速方式转换到全桥工作方式期间，用于抑制流过开关元件的电流的控制不限于通过增加上述开关元件的转换频率来抑制电流的方法，而其它方法也被建议，在该建议的方法中，检测流过上述开关元件或流过绝缘变换变压器的初级绕组的电流，然后抑制该电流。
根据本发明，通过在全桥工作方式与单端推挽和半桥高速方式这样的两种方式之间转换激磁电流的供电通路，这就使该装置能够利用一个简单的结构进行一个恒定效率的变换，同时，消除了对由于异常现象引起产生极高的输出电压的担忧。
在本发明中相对于在交流输入电压中的两倍变化，通过利用一个AC-DC变换器来构成一个电源装置，利用该电源装置能够使其结构简单化并且同时通过相对于交流输入电压的两倍变化使提供给AC-DC变换器的电压相等能够使AC-DC变换器的结构简单化和能够改进它的变换效率。
因此，在本发明中，由于不进行由常规装置利用的两倍电压整流，所以没有由于一个异常现象引起的对非常高的输出电压的担忧，因此没有必要设置一个安全装置和认为由常规装置需要的类似装置。因而利用一个简单的结构能够进行恒定效率的变换。
此外，本发明的装置能够使上述转换操作具有滞后现象，并且利用该滞后现象能够使相互转换不频繁地发生和使该装置稳定地进行操作。
虽然通过参照附图已经描述了最佳的实施例，但是应该理解的是本发明不限于上述这些实施例并且由本领域里的技术人员对本发明进行的各种变化和变型都属于在附加权利要求书限定的本发明的精神和保护范围之内。
权利要求
1.一种电源装置，在该装置中利用一个开关元件来转换一个绝缘变换变压器的初级绕组的激励电流并且根据所述绝缘变换变压器的次级绕组边输出电压来控制与所述开关元件连接的一个振荡驱动电路的振荡状态，以便把所述次级绕组边输出电压控制到一个恒定电压，该电源装置包括一个装置，该装置用于在所述振荡驱动电路的控制下，在一个全桥工作方式与一个单端推挽和半桥工作方式的两个方式之间转换所述激励电流的供电通路。
2.根据权利要求1的电源装置，还包括一个二极管整流桥，用于对一个交流输入电压进行整流、两对由所述开关元件串联构成的串联电路，每对串联电路具有两个串联连接在所述二极管整流桥的一个正输出端与一个负输出端之间的桥臂，和一个所述绝缘变换变压器的初级绕组或一个串联电路，该串联电路连接在所述两对串联连接成两个桥臂的开关元件的中点之间，其中在所述振荡驱动电路的控制下，一个转换操作在两种方式之间进行，在其中一种方式中利用一种全桥工作方式来驱动所述四桥臂开关元件，在另一种方式中利用一种推挽工作方式来驱动一对具有两个串联连接的桥臂的所述开关元件的串联电路和利用一种单端推挽和半桥工作方式来驱动另一对所述开关元件的串联电路，在该串联电路中它的一个桥臂处于关断状态而另一个桥臂处于导通状态。
3.根据权利要求1的电源装置，其中通过检测一个交流输入电压或检测该交流输入电压的整流电压或检测一个流过所述开关元件的电流或检测一个流过所述绝缘变换变压器的电流，并且通过利用检测的信号来控制所述振荡驱动电路，能够在所述全桥工作方式与所述单端推挽和半桥工作方式的两种方式之间进行转换。
4.根据权利要求3的电源装置，其中一个滞后现象被提供给一个检测点，在该检测点上所述振荡驱动电路转换所述桥路的操作。
5.根据权利要求3的电源装置，其中在所述振荡驱动电路从所述单端推挽和半桥工作方式转换到全桥工作方式期间，所述开关元件的转换频率被增加以便抑制一个流过所述开关元件的电流。
6.根据权利要求3的电源装置，其中在所述振荡驱动电路从所述单端推挽和半桥工作方式转换到全桥工作方式期间，检测流过所述开关元件或流过所述绝缘变换变压器的初级绕组的电流，然后抑制该电流。
7.根据权利要求5的电源装置，其中在为了抑制流过开关元件的电流而增加转换频率期间，它的时间周期被设置到所述绝缘变换变压器的一个次级边输出电压不被明显地降低的一个范围之内。
全文摘要
一种根据本发明的电源装置,在该装置中利用一个开关元件来转换一个绝缘变换变压器的初级绕组的激励电流并且根据所述绝缘变换变压器的次级绕组边输出电压来控制与所述开关元件连接的一个振荡驱动电路的振荡状态,以便把所述次级绕组边输出电压控制到一个恒定电压,在振荡驱动电路的控制下,在一个全桥工作方式与一个单端推挽和半桥工作方式的两个方式之间转换激励电流的供电通路。
文档编号H02M7/5387GK1187062SQ9712647
公开日1998年7月8日 申请日期1997年10月28日 优先权日1996年10月28日
发明者永原清和 申请人:索尼公司