专利名称：向量分析式双馈电动机微机控制系统的利记博彩app
技术领域：
本发明属线绕式异步电动机交-交变频双馈调速领域。
交-交变频双馈调速技术有不受电动机容量限制、能调节功率因数、能超同步转速运行、转子电流能形成正弦波、变频器容量小、效率高等优点。在只需于同步速附近调速的设备如风机、水泵、交流轧机…等处，具有较其他现代调速诸法更为优越的技术、经济指标。
交-交变频的双馈调速技术中，也还存在有待改进之处，以本发明主要发明人为发明人的，专利申请号为86105697-3的《数控式交-交变频双馈电动机微机控制系统》就主要是为解决这类技术中转速调节的非线性问题而设，也为用微机技术取代模拟电路而设。本发明则是在采用那两方面的一些基本原理和方法后，以对转子电流的有功分量IZP和无功分量IZQ二者分别控制为主开发出来的，其中对IZP的控制用以取得转速调节的高线性度，对IZQ的控制则用以取得对功率因数或无功功率调节的自由;取得自动按最高效率点运行和取得对区域静、动态无功自动补偿的自由。在工艺上需要的地方，甚至可以将上述作用作多种组合。
未见国内外沿这一途径探索的资料、报道。
下面分节说明有关问题一、处理几个技术问题的原理说明1、轴转矩的控制轴转矩的基本表达式可简化为Mz∝ I′ZCOSφ′Z(1)
这是在极磁通量不变的条件下才能成立的，式(1)也与稳定磁场中的导体通电后受力的原理相同。双馈电动机的转子电流除受转子侧转差电势SE2的影响外还受幅值、相位均可调的变频电势的控制。这便是下面我们分析的主要内容。
在式(1)中，将I12、φ′Z仍归算到转子侧来，便成Mz∝IZCOSφZ＝Izp (2)计入极磁通量的影响则成Mz∝E2IZP(3)2、转子侧有功电流IZP无功电流IZQ的分别控制及用法将比例积分调节器作成的转速调节器的输出乘一系数作为IZP使用，则转矩与转速调节器输出成正比而保证了高线性度。
现在从几个途径说明IZQ的控制法a、要求机组(含主电动机及变频器，下同)的功率因数稳定为COSφɡ设此时机组的有功及无功功率实测值为Pf及Qf先将COSφɡ换算为tɡφɡ，则机组应产生无功功率Qɡ＝Pftɡφɡ (4)主电动机产生的无功功率为3IZQEZ，令此时主电动机的无功电流为IZQ、则调节后的无功电流应为IZQɡ＝(Qɡ-Qf)/3EZ+IZQ(5)式(5)中未计入IZ变化时来自变频器的无功电流变化，后者因变频器容量小，影响亦小，而且连续几次调节后就可消除误差，调节后图一中θ3将为θ3＝tɡ-1IZQɡ/IZP(6)b、要求机组的无功功率稳定为Qɡ式(4)中的Qɡ为给定值，此种调节法可从式(4)开始。
c、要求机组总效率为最高点ηm机组中从IZQ的调节能够影响的内部损耗主要是铜耗，而总铜耗WT为WT＝〔(Io-I′ZQ)2+I′ZP2〕r1+(I2ZP+I2ZQ)r2(7)令I′ZP＝K3IZPI′ZQ＝K3IZQ和dWT/dIZQ＝0 (8)整理后得IZQ＝K3Ior1/(K23r1+r2)＝K2Io(9)故使IZQ经常保持为K2Io即能使机组运行于ηm点，考虑到Io本身还随定子侧电压而变，应予校正。
d、要求对区域无功功率含量进行静、动态补偿式(5)中如果Qf是变化的，则补偿量也是变化的，且自然同时进行了静、动态补偿。
问题在于机组的补偿能力是否能满足区域需要，对此，可以用比例调节器将需要量乘一可调的系数后再送入式(5)中去。
e、对上述各种方法的选择与组合(1)如工艺要求以节能为主、则用ηm点法。
(2)如工艺要求以调COSφ或调Qɡ为主则采用指定COSφɡ或指定Qɡ法。
(3)更有意义的是，还可以用不同的方法把上述三种效果组合起来，例如a、关于Qf的控制，设区域的平均无功功率为Qf，其中无功功率底数(无功功率波动中不甚频繁出现的最小无功功率量)为Q2则动态无功功率量为Q3＝Q1-Q2，用两个比例可调的比例调节器分别将Q1、Q3化为Q′1、Q′3，将Q′1+Q′3而成的Qf作为总反馈量。则可分别处理静、动态无功功率的调节量，又如，可以将无功功率量Q2在它平均值上、下大于指定量△Q2的部份才作为Qf使用、即规定一个允许波动范围。b、这个Qf仍以送到[8]原有计算过程处为好，因如送到Qɡ处将会是Qɡ、Qf都在急剧变动中，不利于调节。c、原有的COSφɡ、Qɡ和ηm的指定方式仍不变，于是我们便可在按需作静，动态无功补偿时仍能照顾三种指定方法之一的效益。一般地应是以选择ηm运行为主，再提高COSφɡ只是补偿区域无功功率，应是照这个要求的下限考虑，动态无功功率是控制区域电压波动，△Q2应是按允许量的上限考虑，这是又一方面的组合。只要掌握了有关参数，再交微机处理是容易的，总之组合处理无功功率含量的目标、方法都是灵活、多样的，加上微机技术的应用，使我们更易达到多种目的。
3、变频电势E3及其对转子电势E2电角θ2的计算。
从图一转子侧的向量关系中可得E2(sx2)2+r22---(10)]]>E＝IZEZ(11)θ5＝tɡ-1sx2/r2(12)θ4＝θ3+θ5(13)E3sinθ2＝Esinθ4(14)E3cosθ2＝Ecosθ4-SE2(15)E3＝Esinθ4/sinθ2(16)θ2＝tɡ-1Esinθ4/(ECOSQ4-SEZ) (17)式(17)中之θ2为计算值，即此次调节后将达到的θ2值，以下称为θZɡ。
图一中θ2＜90°时，变频器运行于整流状态。如θ2＞90°即运行于逆变状态。此时各向量之关系改为图二，其中θ3、θ4、θ5之关系不变，θ2＞90°则式(17)之分母为负、θ2之正切值为负，式(15)～(17)三式仍成立。
当主电动机运行于超同步时，转子侧向量如图三，它的SEZ为负，它的定子旋转磁场与转子绕组间的切割方向反转，故E滞后于IZ，θ5为负值，θ4＝θ3-|θ5|，如θ4为负，则θ2亦滞后于EZ，考虑到这些后，式(15)～(17)仍成立。
当转速调节器输出为负时，表示需要电力制动，但对风机、水泵类负荷不需要电力制动来加快减速过程和收回那一点动能、因为准备制动条件将使变频器容量加大、使长期运行中损耗上升，取代的办法是让IZP为0，θ3为0，即电机不输出功率，让负荷转矩迫使其降速，当必须电力制动时，按前面的推导方式延伸下去，亦可找得解答。
4、θ2的量测与控制图四示定，转子绕组一一对准时一个磁场半波内的磁场与绕组间的相对位置，令此时磁场与绕组间相位角差为∝，则E1、E2均与sin∝成正比，因此时两个绕组均在同一个磁场正弦波的同一磁位角下切割磁场，因此在此瞬间图一的全向量中定、转子向量间的电角关系才能成立，于是有以下的关系式θU1t-θ1-180＝θE2t (18)θE3t-θEZt＝θE3t-θu1t+θ1+180＝θ2(19)θ2＝θE3t-θu1t+θ1+180 (20)式(20)的θ2为测算得来的θ2的实际值，下称θZf式(20)中θu1t为定转子一一对准时测得的U1的电角、U1t为同时测得的U1瞬间电压，而U1的有效值为U1=U1tj2sinθult--[21]]]>从图一还可得13＝I1Z1Z1＝Nx12+r21(22)12＝I1Z1sin(φ-4) (23)
23＝I1Z1COS(φ-4) (24)θ1＝sin-112/U1(25)E1＝U1cosθ1-23＝E2/K3(26)当图一中I1超前于(-E1)时，φ为负，以之代入式(23)～(26)可得相应的θ1及E1。
△θ2＝θzɡ-θzf(27)式中△θZ即要求对E3的正弦波与E2正弦波间电差的调节量，调节的方法是在算得△θ2后从代表E3电角的循环数码中取出瞬时值
，与△θ2相加，将得数立即置入循环数码中。原理见图五，图中的E3正弦波运行至P点(电角为θP)时θP处的波形高度立即因加△θ2而降至θP+△θ2处的高度，而波段改为图中之E3(+△θ2)，如减△θ2则变为E3(-△θ2)所指波段。
5、转速Nf、频率f1、频率比f/f1转差率s和转子转差电势sE2每度电角的对应时钟脉冲量Ms等的计算及运用。
本发明首先针对风机、水泵类荷。这类负荷大多不需要高灵敏度，且大多只需在0.8～1.1同步转速内运行，故只在转子每旋转360°电角测算调节一次有关参数已能满足要求，这样便可在定转子绕组每一一对准之际发出一个信号脉冲Mn1，同时电源相电压每次由负到正的过0点发来一个信号脉冲，设用1兆赫时钟脉冲计数的两个对准脉冲之间的数量为n2，两个过0脉冲间的数量为n1，则n2(1-s1)＝n1，(1-s1)＝n1/n2，s1＝1-n1/n2(28)令n′Z为与实际转速成正比之值，则n′Z＝n2(1-s1)2＝n21/n2，再换算为p个极对数的电动机的实际转速nf(转/分)则nf=n2′×3000/20000p=n2′3/20p=320p·n12n2]]>转子转差电势SE2每1°电角的时钟脉冲数为
Ms＝n1/360s1(30)上面各式中的n1、s1均由实测、计算而得，将它的实际频率名为f1，则三者与额定工频f下应有的n、s等间换算关系为n1/360s1＝n/360s，故n1/n＝s1/s，s＝s1n/n1(31)式(31)中第一个公式是依据换算前后的Ms不变的观点而得，第二式由第一式变换，第三式由第二式变换，又因频率与一个周波内的时钟脉冲量成反比而n1/n＝f/f1(32)各式内的n＝2×104(时钟脉冲频率为10×105)式(31)之S用以计算转子电抗、式(32)之f/f1用以将额定工频下对应于各可控硅触发角α、β的时钟脉冲数换算为实际频率下的脉冲数。
6、正弦波形成设一以可逆计数器为主构成的循环数码发生器，如将循环数定为1-360，则可将数码代表E3正弦波的电角数码每变换一周E3亦运转一个周波，当时钟脉冲每记数到Ms个时即令循环码加(减)1，主机超同步运算时作减法运算，每减到1后，再减1则自置数为360主机亚同步运行时作加法运算，每加到360后再加1自置数为1，循环数码本身即代表一个电角，以电角的正弦函数值乘E3的有效值再乘
即E3的瞬时值E3t，不必要每变一次电角即计算一次，经验说明，15°算一次也可以循环数本身取每度一变在于获得角度值的高精度，精度控制源在△θ2。
7、转速及电流调节环的处理前面已提到转速调节器是由比例积分调节器构成的，它的输出与IZP成正比以取得高线性度，再使调节器的积分时间常数τ和比例系数KP为可调，则既能提高灵敏度又可抑制超调。
至于电流调节环，由于电流是IZP、IZQ所组成，二者都有特定的目标已不应再调，对风机、水泵类负荷没有灵敏度的高要求，也不需再调，所以取消了电流环。
8、关于电压补偿电压补偿包括a，定子激磁电流Io将随U1非线性地增、减最好是掌握其规律用查表法取得Io实际值、至少要用近似的算法计算出实际值，b，E2是变化的，它也不仅随U1而变，还随μ1与E1间夹角而变，但它都总与E1成正比，所以我们算出E1后乘一系数以得E2·E2，是较准确地计算I2、E3等之所需，从E1算出的E2要到下一计算周期才能用上。
9、关于用微机信号直接经功放触发可控硅。
前面[E1正弦波形成]一节所述已解决了一个变频相(a相)的E3ta的正弦变化问题，现在将E3ta换算为它应有的触发角α、β再换算为与α、β对应的时钟脉冲量M′c1～2(α、β本身代表一个电源电压由负到正过0点后的时间，这个时间又用时钟脉冲量来测定，M′c1对应于α角，M′c2应于β角)同样，变频相b、c的α、β及M′c3～6可以按b相的E3tb滞后E3ta120°电角，E3tc滞后E3ta240°电角计算得来。另一方面，再设三个计数器JA-C对三相电源从负到正过0点起计数，各计数器的输出均代表该相瞬间电角，再在每一可控硅处设一比较器，以上两种脉冲数分别送入各自的比较器，两种脉冲数相等时，发出对该可控硅的触发信号，经功放触发可控硅，详见附图
八及其说明。
10、对测算、调节周期的要求上面都是对调节速度要求不甚高的风机、水泵类负荷而设从中可以看到换算成的E2要到下一周期才能用上，变频器本身的无功功率变化要到下周期才能进行补偿;这些都不是一次就能消除影响的，因下一周期可能还有新的误差出现，其次需要作动态无功补偿时，或对带频繁冲击负荷处，总要求响应时间甚短，为此采取以下措施在定转子绕组一一对准时发出脉冲Mn1外，还在转子每前进60°电角(举例)时发出一个位置脉冲Mn2，在每两个相邻脉冲(含Mn2之间及Mn1与Mn2间)内的时钟脉冲量的6倍即方案中的n2原方案之n1测取法不变原有[9]之用法只作如下改变不送出Ms+及Ms-脉冲，但每经一个60°电角送出一次SE2前进的电角数△θE3，送至[6]，原有[2]-[4]及[7]-[10]在Mn1及Mn2之一到达时均照原方案运算一次当Mn1到达时[5]运算一次。并将I′10、E2及θ2f送原定各框，当[5]运算时，[6]得到△θE3、θ2f、θ2ɡ后作下式计算θE3t+θ2ɡ1+△θE3-θ2f＝θ′E3t(33)式(33)中θE3t取自[1]中当时的循环数码、θ2ɡ1中的脚号“/”示新的对准信号后第一次得到的θ2ɡ信号，得到θ′E3t后立即置入[1]内循环数码中当任一个Mn2到达时，[5]不工作，[6]的运算为θE3t+△θE3+θ2ɡn+1-θ2ɡn＝θ′E3t (34)式(34)中θ2ɡn+1-θ2ɡn为后一次的θ2ɡ减去前一次的θ2ɡ，即将两次θ2ɡ之差计入新的θ′E3t中，新的θ′E3t仍置入[1]内循环数码中。
运行为超同步或亚步状态的信号由[9]发出，亚同步时，△θE3为正值，在式(33)、(34)中作加法运算，当θ2E3t＞360时应从中减360后再置入，超同步时△θ′E3为负，在(33)、(34)中作减法运算，当θ′E3t为负时应加360再置入。
△θE3的计算法定子磁场对定子的转速no，转子绕组的转速(1-s)no定子磁场对转子绕组的转速sno三者间的关系式为n0＝(1-s)n0+sn0(35)将任一个时间间隙内的定子磁场对定子的旋转角度定为则式(35)变为θo＝(1-S)θo+Sθo(36)把上面举例用的60°电角代入式(36)的(1-s)θo项则△θE3即Sθo而△θE3＝60×s/1-s (37)此处的S可用S1代，则1-s1＝n1/n2，其中n2＝6n3、n3为与60°电角对应的时钟脉冲量，乘6是将n3换算为转子旋转360°时的n2整理后。式(37)变为△θE3＝60×n1/(6n3-n1) (38)这一计算可以在图九表[9]中将Ms换为△θE3，仍由查表取得，式(36)可用以换算出任一个一一对准周期内的任一点的电角关系位置脉冲间隔为60°时，如S＝0.2，则[9]每次送出的△θE3为15°，调节周期为4.17ms，如s＝-0.1则△θE3为5.45°，调节周期为3ms，这里有三个指标1.△θE3不宜大于15°以满足E3正弦波歧变小的要求。2调节调期不大于6.7ms，以使整流的平均换相(三相电源轮流换相)时间以内能改变下一个触发角的大小3微机计算时间能否满足要求。
以转子旋转60°角为周期，意味着每秒可调节240次以上，应能满足带频繁冲击负荷如轧机的要求了。
与前面所叙述的风机，水泵类负荷的控制系统相对照，现称前者为[普通型]本节所述为[高速型]二、微机控制原理框图及主回路与上面所述各情况相适应，提出了主回路结线如图六，它是三相零式反并联可逆电路，如为其他主结线，可作适当调整，移植使用，图中符号除通用者外，请见[符号说明]，转子侧外接电阻用于起动过程，每一变频相的中间抽头 电抗器一半绕组通电时作滤波用，两半串联时电抗值增为4倍，用以限环流，变频输出电路中用霍尔元件检测电流方向以封锁环流，检出电流大小以作过流保护用。
图七为微机控制原理框图，其中[1]为「循环数码发生器」，它的内部主要为可逆计数器，当取循环数为1～360时，数码即代表E3正弦波的电角度数，它由[9]送来的Ms+脉冲使之作+1运算，加至360后，再来Ms+脉冲即自置数为1，如送来的是Ms-则作-1运算、减至1后再来Ms-则自置数为360。为「正弦函数表」，用以查θ的Sinθ值。为「E3t计算器」，它用[2]来的Sinθ与[7]来的E3作
E3Sinθ＝E3ta的计算，然后算出E3tb、E3tc;算出对应于E3ta～c的触发角a～cα(β);算出对应于a～cα(β)工频下的时钟脉量M′c1～6;再分别乘以Kα得对应于实际频率下的时钟脉冲量Mc1～6，由于这一种计算过程可以先计算好存储于表中，故从取得E3ta起直至得到M′c1～6都可作线图九中的表(3)备查，[1]～[3]共同组成「E3正弦波形成装置」。为「可控硅触发装置」它的原理见图八，其中OA～c为三个电源相的电压由负到正过零点时发出脉冲信号，它使其后面的计数器JA～c清0，重计数，故JA～c之计数Mya～c分别代表其电角，它们的电角量又分别送至a～c三个变频器相应的比较器，Mc1～6分别代表三个变频相的正、负组可控硅的触发角α(β)的时钟脉冲量，表2在300ml高压釜中Ir/Ru催化的反应速率数据a
表2续
a)所有反应在28巴总压和190℃以1500rpm搅拌速度进行约2.1％MeI，30％MeOAc约2.0％MeI，15％MeOAcMeI浓度基于近仅值略向下调节使得每摩尔Ir可消耗最多的4摩尔MeI以得到[Ir(CO)2I4]-。3、由θ5、θ3([8]来)计算θ4＝θ3+θ5，并查函数表得sinθ4及cosθ4。4、由E.sinθ4Cosθ4计算ESinθ4ECosθ4这一组计算可由查图九表[7]2取代 5、由S(由[9]来)、E2([5]来)计算SE26、由SE2、Esinθ4.Ecosθ4计算
＝tg-1(Esinθ4)/(Ecosθ4-SE2) 、E3＝Esinθ4/sinθ2ɡ这一组计算由于有了ESinθ4就可得ECosθ4，有了θ2ɡ就有Sinθ2ɡ故可由查图九表(7)3取代，[7]的输出有E3(至[3])、θ2ɡ(至[6])。为「I2Q控制装置」它有4个模拟信号源1、机组的无功功率反馈量Qf经模数变换成数字量。2、机组的有功功率反馈量Pf亦变为数字量。3、指定的功率因数cosφɡ换为tɡφɡ后亦变为数字量，4、指定的无功功率QɡZ换为数字量，控制方法a、按指定cosφɡ运行计算内容由Pf、tɡφɡ计算θɡ1＝Pftɡθɡ由θɡ1、θf、E2([5]来)、IZQ(存)[注每算出一次IZQ后均存入一存储器备用，从其中取出的数字以脚号加[存]字表示，下一次算出后又以之置入存储器中以代原存数]，计算(Qɡ1-Qf)/3E2+IZQ(存)＝IZQ，
＝K3IZQ由IZP([10]来)、IZQ计算I2＝√I2ZP+I2ZQ，θ3＝tɡ-1IZQ/IZP此二式可用图九表(8)取代，输出信号，I′ZQ(至[5])、I2，θ3(至[7])。
b、按指定θɡ2运行计算内容与上面a条相较，取消θɡ1的计算，在以后的计算中以θɡ2代Qɡ1。c、按最高效率点运行的计算法内容由I′10([5]来，它即IZQ指定值)、IZP([10]来)算出I2θ3的过程与a、b两条同、输出信号I′ZQ(至[5])、θ3.I2(至[7])。为「参数计算装置」它的计算内容由测定的n1、n2算出
，输出信号Ms±(脉冲信号)(至[1])、s(至([7])、Nf(至[10])、Kd(至[4])对「高速型」不算Ms，不送M+S-S信号，但计算△θE3=60 (n1)/(6n3-n1) 送[6]。为「比例积分调节器」它的计算内容△N＝Nɡ-NfUSC＝Kp△N+ (KP)/(τ) △Ndt、I2P＝K4USC、I′2P＝I1P信号输出I2P(至[8])、I′2P(至[5])三、应用与开发双馈电动机的交-交变频调速技术，对只需于同步转速附近调速的负荷，有较其他现代调速诸法明显优越的技术经济指标。本发明的目的是在它现有水平上尽可能地再提高。
本发明有三个主要目标1、以转速调节器的输出与转子电流有功分量成正比而取得转速调节的高线性度。2、按工艺对无功功率变化规律的不同要求而独立地控制转子电流的无功分量。3、控制系统全部采用微机技术。三者综合起来所能发挥的种种效益中许多是(就发明人所知)现有这类调速法内还不曾为人尝试的。
本发明还处于方案阶段，但已准备了必要条件，可以展开下一步工作了，微机技术本身，我们也作了一些并行的工作，认为是可以开发出来的。
本文只着重说明与专利申请有关内容，常规技术的配套问题则从简、从省。
线绕式异步电动机仍在很多场所使用，几乎完全为笼形电动机占领的风机、水泵类负荷，考虑到调速需要而改用线绕式电机再采用双馈调速法也是有利的，尤以调速电机容量占厂(车间)内负荷比重较大之处为然，因可借以使厂(车间)内的静、动态无功补偿，调速电机自身的运行状态都得到改善和节约电能。而成本不上升。
四 符号说明aA+～cC-<可控硅触发装置>内<比较器>的编号。a、b、c为变频相号，A、B、C为电源相序，+、-，正、负组可控硅。
aα(β)～cα(β)-a、b、c为变频相号，α(β)为移相角(逆变角)Cosφ.-给定(要求)的功率因数 E1-定子感应电势E2-转子开路相电势 E1-变频电势有效值
-转子感应电势额定值 E-转子回路SE2与E3的合成
-变频电势瞬时值，脚号电势a～c示三个变频相 f-工频f1-系统实际频率 I0-定子A相励磁电流
-定子A相额定励磁电流 I1-定子A相电流I1P-I1的有功分量 I10-I1的无功分量I2P-I2的有功分量 I2Q-I2的无功分量I12-归算至定子侧的I2I12P-I12的有功分量I12Q-I12的无功分量 JA、JB、JC-计数器(见图k1-k1＝I
/U10八及其说明)k2-k2＝
r1/k23r1+r2k3-将I2归算至定子侧的归k4-I2P与PI调节器输出值算系数之比值 KP-PI调节器的比例系数
-＝f/f1M01～6-送去触发六组SCR
-定子绕组一一对准时发出的时钟脉冲量的信号脉冲 Mn2-转子位置信号脉冲M2-SE2每1°电角对应的时钟
-A～C三相电源由负脉冲量 到正过0点起以时
-S＞0时[9]向[1]发出的脉冲钟脉冲量计数代表信号 的电角M3--S＜0时[9]向[1]发出的脉冲 MZ-轴转矩信号 Nɡ-转速给定I2-转子电流 n-工频所对应的电网一个周波的时钟脉冲量n1-电源A相电压每相邻两次由负到 n2-每相邻两次定、转子正过零点之间的时钟脉冲量 绕组一一对准之间的时n12-为将n2化为与实际转速成正钟脉冲量(与实际转比后的值 速成反比)
-<高速型>相邻位置脉冲时间内 Nf-将n12转算为P个极对的时钟脉冲量 数下的转速(转/分)
-机组实测的输入有功功率 P2-主电机的轴功率
-给定(要求)的无功功率
-由指定Cosφɡ法算出
-由指定
直接取得的θɡ量的θɡ量
-机组实测的输入无功功率 Υ1-定子回路电阻Υ2-转子回路(含变频器)的电阻 S1-以n1为基准的转差率S-S1归算至工频下的转差率 τ-PI调节器的积分时间常U1-电源A相电压的有效值数UIe-电源A相电压额定有效值 Uit-一一对准时刻采样到
W1-机组的总铜耗的U1瞬时值X1-定子回路的电抗 X2-转子回路(含变频器)的Z1-定子回路的阻抗＝ 电抗X21+r21为常数 Z2-转子回路(含变频器)的ηm-机组运行的最高效率阻抗＝(sx2)2+r22θ1-U1与-E1之夹角 θ2-E1与E2之夹角θ4-E与E2之夹角 θ5-E与I2之夹角
-θ2的要求值
-θ2的实际值θult-一一对准时刻采样到 φ-I1与-E1之夹角的U1瞬间电角 ψ-I1r1与I1Z1之夹角ZB-整流变压器 JD-交流电动机
-起动电阻 θES-从[1]取出的循环数θ1E3t-θE3t在[6]内与△θ2码值相加后的值 MC1～6-实测频率下的触发M1C1-8-工频下的触发角的时钟角的时钟脉冲量脉冲量 △θ2-θ2的调节量＝△θE3-转子前进60°电角时SE2前
进的电角
权利要求
1.一种向量分析式双馈电动机微机控制系统，它的特微在於(1)它有一个用比例积分调节器作成的转速调节器，将转速调节器的输出乘一系数作主电动机转子电流I2的有功分量I2p的<I2p控制装置>；(2)它有一个按工艺要求独立控制主电动机转子电流I2的无功分量I2Q的<I2Q控制装置>；(3)它有一个用I2p、I2Q转子转差电势SE2等参数计算出变频电势E1及其与E2间电角θ2的预期值θ2的<E3、
计算装置>；(4)它有一个用循环数码、正弦函数存储器、乘法器、数据存储器等构成的，得出三个变频相以时钟脉冲量Mc1-6代表的各组可控硅触发角α、β信号的<E1正弦波形成装置>；(5)它有一个用Mc1-6和三个电源相的以时钟脉冲量表示其电角变化信号的<可控硅触发装置>；(6)它有一钢用I2p、I2Q、定子励磁电源Io、定、转子绕组一对准时测得的定子指定相的电压u1t、电角θ01t、E1的电角θE3t等以算出θ2的实际值θ2f及E2的<θ2f、E2计算装置>；(7)它有一个用θ2o、θ2f算出的θ2的调节量△θ2，并将它<加>入代表E3电压正弦波电角的循环数码瞬间值θE3t中而完成调节过程的<θ2调节装置>；(8)它有一个测定、计算出转速反馈Nf、转差率S、SE2每度电角对应的时钟脉冲量M3、工频f与实测频率f1的比值ka=(f/f1)等的<参数计算装置>；(9)它用微机技术完成上述每个装置的内部计算、外部联系和统一运转过程而成<微机控制系统>，这个系统，针对绝大多数不要求快速、高精度的风机、泵类负荷可以是一个<普通型>系统，而针对带冲击负荷或有对区域动态无功进行补偿要求的负荷，也可以是一个<高速型>系统。
2.根据权利要求1所述的一种向量分析式双馈电动机微机控制系统，它的特微在於(1)所述的<I2P控制装置>中的比例积分调节器的积分时间常数τ和比例系数kp都可随△N变化，在规定的条件下自动改变;(2)所述的<I2Q控制装置>是按工艺要求的功率因素Cosφɡ或无功功率Qɡ运行或要求运行於最高效率点，甚至按三种要求的种种组合方式运行等而经相应的计算、控制过程实现的;(3)所述的<高速型>系统是由增加转子位置测定、改变循数码形成及θ2角调节方法、缩短计算及调节周期等措施而成的。
3.根据权利要求1、2所述的一种向量分析式双馈电动机微机控制系统，它的特微在於它既可用於三相零式态流反并联主结线系统，也可移植於三相桥式主结线系统。
全文摘要
本发明属线绕式异步电动机交-交变频双馈调速领域。它因对主电动机转子电流的有功及无功分量分别控制而取得转速调节的高线性度和对电动机的功率因数或无功功率可按需调节，可自寻最高效率点或对三种方法作多种组合。它用特定的计算法以规定有关参数的变化过程，它有正弦波形成和用微机信号经功放以触发各可控硅的装置，它是全部由微机操作的系统。它因是否需要高速调节而分为<普通型>和<高速型>两个类型。
文档编号H02P7/00GK1054690SQ9010845
公开日1991年9月18日 申请日期1990年10月14日 优先权日1990年10月14日
发明者涂钜达, 周佐生, 吕少伟, 黄迎庆, 秦玉忠, 李 荣, 董林 申请人:涂钜达