电容性负载脉冲发生电路中开关器件的保护装置的利记博彩app

专利名称:电容性负载脉冲发生电路中开关器件的保护装置的利记博彩app
本发明涉及借助于一个选通半导体开关器件在电容性负载两端产生脉冲的电路。更具体地说，本发明是针对一种上述类型的脉冲发生器电路，而这种电路是用来给静电滤尘器提供能量的，并使用一个可控硅或相似的半导体开关元件来作为脉冲发生电路的一部分。
静电滤尘器是用来从气体流中除去颗粒状物体的电气设备，这个气流是射向带有相反极性电荷的滤尘器电极之间的。滤尘器用于许多工业设施中，包括化工厂，尤其是用于发电厂和其它含有细粒的势源中。静电滤尘器近来已比过去更为频繁地得到了使用。这是因为对从排入大气中的气体内除去细粒的需求增加了。还应该明白，此处首先关注的静电滤尘器是高功率器件，典型耗电量为几十千瓦。因此，不但对于粒子的收集、效率，而且对于滤尘器运行的经济性和可靠性来说，适当地激励滤尘器是重要的。
在过去，已经有了许多种滤尘器的设计。然而，每一种设计基本上按照一些已建立起来的、还算好的原则来工作的。滤尘器通常包括一对导电电极。一般，电极中的一个含有工作于地电位的一些平行的平面金属薄片，相互间有着相当小的、预先选定的距离间隔。此外，如后所述的一些导线的平板阵列构成第二电极，这些导线彼此电连接，并设置于导电薄片的中间，并和薄片平行。此平板阵列处于高电位。虽然有可能把线状电极接地，而给片状电极加高电位，但是为了安全，一般要避免这种工作方式。许多平行平板电极组装在一个外壳内，此外壳在滤尘器电极间的容积内限定出若干平行的气流通道。这些通道也被平板电极的结构和安排所限定，至少是部分地被限定。通常，商品滤尘器使用多个平板和线状栅极电极对。一个滤尘器典型的区域面积事实上可直至约30，000平方英尺(平板电极面积)。自然地，这样一种构形在线状和板状电极间呈现出一定的电容量。一个典型滤尘器区域的电容量在0.05至0.15微法之间的量极。虽然这样的一些滤尘器和工作看来是相对地简单，但是存在着一些会限制滤尘器粒子收集效率的现象。对于从一给定的滤尘器中除去气流内给定分量和给定类型的粒子来说，不同的激励滤尘器方法显著地影响消耗的电能和功率。必须指出，滤尘器通常工作在40，000至80，000伏特之间的峰值电压，而每一段可以支取约1.5安培电流。由此很易看出，滤尘器的功率通常为80千瓦。
所以，在工厂中以静电滤尘器来去除粒状物体，电效率是一重大的经济因素。还有，对于在工厂中的连续工作，滤尘器和滤尘器的激励元件的可靠性是十分重要的。在正常工作下，在待处理的气体中的粒状物体应获得一个基本上在滤尘器阴极导线附近发生的感应电离效应引起的负电荷。随后，带电的尘埃粒子被吸引到滤尘器的阳极平板上，在阳极平板上积聚起一层阳极尘埃。由于此尘埃层的积累，在平板(即片状)电极上形成了一增厚的尘埃层。即使可以借助于振动、卷绕或相反弯曲阳极板来周期性地去除此尘埃层，但是随着此高电阻层的形成，效率仍然会降低。因此，效率高而又切实可行的激励滤尘器的方法是十分想要得到的，特别对于那些呈现出高电阻率尘埃粒子的收集更是如此，此高电阻率约为10-11欧姆-厘米或更高。例如，当燃烧用于电力工业中的低硫煤时，就会产生这样的尘埃。
已经采用了许多种不同的途径来设计滤尘器激励电路并使之工作，以希望得到一种滤尘器工作方式，而这种工作方式是高效、可靠、可控和实现起来不昂贵的。此外，在此技术领域：
内的专业人员，对于最佳滤尘器激励方法尚未取得广泛的一致意见。最近，各种各样的脉冲激励方法已得到了广泛的应用。用脉冲能量去激励一个大的电容性负载所固有的问题，正如大电容性滤尘器通常所出现的问题，是需要大量的能量去重复地把负载电容充至高电压。因为每一所加脉冲只在电容性负载上消耗比较小的能量，所以存储在负载中的未被例如电晕放电或弧光放电消耗掉的剩余能量的回收，是有着头等经济价值的。完成上述作用的转换电路一般采用一个被一反馈二极管所分路的可控硅，此二极管反向并联在可控硅的两端。在工作周期的某些时间内，需要利用此二极管来把无功能量传送给电源。这样一种安排的结果使得流经电容性负载的电流通常具有正弦波形。由触发可控硅来开始一个周期，此可控硅在正弦波的第一个半周内导通，流经可控硅的电流，上升到峰值，然后在负载上的电压达到峰值时下降到零。在正弦波的第二个半周期间，通过可控硅的电流被切断，器件实质上处于不导通状态，此时二极管把可控硅的电流旁路，电流的方向与正弦波第一个半周期间的方向相反。在二极管停止导通后直至加于其控制电极上的下一个触发脉冲到达以开始一个新的工作周期为止，此可控硅必须能阻断加于其上的正向高电压。
在这些电容性负载，例如静电滤尘器工作期间，会不时发生火花放电。火花放电是如象在负载两端突然产生的电弧或短路那样造成的负载变压器次级瞬间的低阻抗状态。在加于滤尘器两端的电压脉冲上升或下降期间均可产生这样的火花放电。如果在电流流过二极管(负载两端的电压脉冲下降)期间发生火花放电，则迅速减小的电流很快导致流过二极管的电流反射，紧接着在可控硅两端的正向电压急骤上升。如果这种在可控硅两端正向电压的变化发生在可控硅的正向恢复或关断时间(后文中以tq来标记)内，则当可控硅不能阻断这样的正向高电压时，它就会在有可能遭到损伤或破坏的情况下被强迫导通。具体地说，如果门电流不是以在器件内部提供一足够大的导电沟道时可控硅被强迫导通，则造成一弱的接通，也就是说，大电流通过相对窄的导电沟道，将引起器件的过热和潜在的损伤。
在这种场合下保护静电滤尘器中的可控硅开关的一个方法描述在专利第4，503，477号中，此专利建议，利用在火花放电发生后立即触发可控硅的方法，去保护给一电容性负载供电的脉冲发生器中的可控硅开关元件，使之在负载中产生火花放电时，免受损伤。按照此现有技术的说法，如果在脉冲衰减期间，在负载两端的电压的斜率超过一预置的正值，可控硅就被触发导通。此专利还描述了另一种用检测脉冲电流来检测出火花放电的方法，这种方法由负半周和正半周组成，而当在正常的正半周期间产生向负半周的漂移时，可控硅就被触发导通。在上述专利中披露的两种方法都有着重要的值得注意的地方，即应该在火花放电后的15微秒内去触发可控硅使之进入导通状态，这时间最好短于2微秒。
然而，业已发现，即使在短于1微秒的周期内去触发可控硅使之导通，在脉冲发生器周期中仍有个别几次会产生失败。这主要是因为在上述时间间隔tq内器件的不确定特征所引起的。在从可控硅导通和优点来说，结合附图参阅下面的描述或许是最易明了的。
图1是脉冲发生器电路的略图，此电路用叠加在一个负的直流电压上的脉冲电压去激励一个例如静电滤尘器的电容性负载;
图2是根据本发明的陈述，在图1电路2工作期间的电流和电压图;
图3以方框图的形式示出了一个电路，此电路体现了本发明的内容，用来控制图1电路中可控硅开关的点火;
图4用来解说根据本发明的电路中的各种信号的时间关系。
在图1中示出了一个给静电滤尘器提供脉冲的已知电路。此电路包括类似的第一和第二直流电源VA和VB。直流电源VA包括常用的、耦合到交流电源VI的变压器-整流器组合，并包括与变压器TS初级耦合的相位控制开关可控硅Q2。变压器TS的次级耦合到含有二极管D4的整流器，整流器通过导线10产生一个相对于导线11来说为负的直流电压。通过按照一已知的方式去控制加于可控硅Q2门电极上的控制信号，导线10上的直流电压、从而电容C2上的电荷得到了控制。电源VB以方框的形式示出，但结构与电源VA类似，它在导线15上产生一个负的直流电压。
此电路还包括电容CC，电容CC把从脉冲变压器TP次级来的电压耦合到静电滤尘器PR，PR内部的等效电容和等效电阻分别以虚线所示的CP和RP来标志。在次级电压正向偏移时电容CC被充电，而在次级电压负向偏移时加上CC上的电压。电容CC还用来把直流参考电源电压VB隔开，使之不进入脉冲变压器TP。在变压器TP次级绕组两端的电压负向偏移时，滤尘器的电压在参考电压VB上增加(在负向)。VB的值通常选择得低于开始发生电晕的值，一般低于40千伏。按照这种方式，直流电压源仅仅供给滤尘器以最小的功率，并且实质上能通过控制脉冲的特性来实现对供给滤尘器功率的控制。
还可看出，带有反向导通反馈二极管D1的可控硅变换器Q1是用来激励脉冲变压器TP的初级绕组的。利用加脉冲于Q1的门电极12上来对它进行控制。如后文将详细描述的那样，二极管D1提供了一条通路，当可控硅处于基本上不导通状态时，负载电流在脉冲发生器周期的一部分期间内流过此通路。在工作中，储能电容C2通过电源VA充至一预定的直流负电平。储能电容C2存储能量，以在加到可控Q1门电极上的控制信号V1-V3(图2和4)的控制下，产生加到滤尘器PR两端的信号。
参阅图2能够对图1电路的正常工作状态有一最好的了解。储能电容C2第一次从电源VA充至一预定的负直流电压值期间，电路开始工作。此后，不论何时要在滤尘器PR两端产生一个电压脉冲，只要在可控硅Q1的控制电极上加上一个电压脉冲使之触发导通就可以了。因为可控硅Q1转换成导通的状态，当图2所示的流经可控硅的电流ISCR上升时，可控硅两端的电压VSCR降落到接近于零。在可控硅导通期间，在滤尘器PR两端的电压VP从由直流电源VB建立起来的负直流电位基线上升到一个峰值，这是借助于从储能电容C2来的放电电流来达到的。通过可控硅的电流ISCR具有负的半个正弦波的形式，伴随着它在滤尘器两端有一增长的负电压VP。当振荡周期的充电完成时，在半个周期的结束处通过可控硅的电流最终跌落到零。现在开始可控硅的关断或正向恢复期tq，在此期间器件恢复它的电压阻断能力并且特别容易损坏。
上述通过可控硅电流的负半周后面是流过二极管D1的半个正弦波电流ID1。因为流过二极管D1的电流与流过可控硅电流的方向相反，它被表示成正向的半周。在滤尘器两端的电压VP经过其峰值后，由于振荡周期的一部分向储能电容C2返回充电，滤尘器两端的电压VP跌落或向VB衰减。伴随着滤尘器两端的电压VP向VB的跌落，可控硅被截止，流过分流二极管D1的电流向它的峰值增长，然后在脉冲周期终了时下降到零。
应该注意到，在脉冲发生器周期的末了和可控硅两端的电压VSCR返回到高的正向值之前，二极管D1中流过的电流在一般短暂的时间内返向。具体地说，在脉冲发生周期结束后的约5微秒的短暂时期内(依赖于二极管的特性)，在图2中以ID2标出的流经二极管的电流方向与正常偏置方向相反，此时二极管正在返回到它的反偏电流阻断状态。
应该注意到，滤尘器两端峰值电压VP大致在从可控硅电流到二极管电流的转换点达到峰值。具体地说，当通过可控硅的电流ISCR衰减到零以及在二极管开始导通前，滤尘器两端电压VP达到峰值或最大值。流过可控硅和二极管电流的正弦波性质是由串联振荡电路的作用造成的，此振荡电路由储能电容C2、脉冲变压器TP、耦合电容CC和滤尘器电容CP所组成的。二极管D1的存在允许在滤尘器两端的电压脉冲的衰减或跌落期间把脉冲能量回送到储能电容C2中去。这种方案对降低能量的消耗和增加脉冲发生电路的电效率是十分有效的。
滤尘器两端的电压VP向VB衰减以及流过二极管D1的电流ID1同时的减小导致脉冲发生器工作的正常周期的结束，在此后二极管两端的电压VSCR返回到一个高的正值。
值得给予重视的是如果在脉冲发生器周期结束处、在可控硅两端有一正常返回的正向高压的情况发生在可控硅的正向恢复期间并因而尚未完全重新获得它的正向电压阻断能力，那么必须意识到上述正向高压的返回是一个潜在的问题。这一问题，正如前文所提到的，因火花检测电路产生的虚假的再触发脉冲，而特别需要予以关注，而且也是系列号为(RD-16，561)、题为“电容性负载脉冲发生器电路中开关器件的虚假触发保护(False Triggering Protection for Switching Device of a Capacitive Load Pulser Circuit)”的专利申请的主题，这一专利申请是以本文中发明者的名字同时提交和共同转让的。
虽然图1示出了由可控硅Q1和二极管D1组成的单个开关元件，但是为了有利于提高开关电压，此开关元件通常含有几个全部串联起来的单独的可控硅。在这种方案中，分流二极管反向连接在每一可控硅的两端。还有，在这样的一种方案中，每一可控硅必须耦合到一个点火系统，以把它们中的每一个在适当时间触发导通。完成大量这样串联的开关元件的选通触发方案在技术上是众所周知的，而一个串联连接可控硅的适当的点火电路在题为“同时触发串联可控硅的装置和方法(Means and Method for Simultaneously Triggering Series SCR′S”的，共同转让和共同未决的专利申请中已经披露了，此专利申请是在1983年9月6日提交的，系列号为529，307。
此外，虽然共同组成图1中变换器的开关元件的可控硅和分流二极管是以独立器件来示出的，但是一种等效的、单一封装的、称之为反向导通可控硅或RCT的商品器件可以从布朗-博弗立公司(Brown Boveri and Company)买到，并可用来替代图1中相应的元件。
图3示出了一个根据本发明的陈述以方框图形式表示的电路图，用来产生低电平的控制信号，以控制包括图1所示开关元件的可控硅(或可控硅组)的点火。用一个每秒钟可在0至300个脉冲之间变化的脉冲发生器30来为每一脉冲发生周期的起始提供基本的计时。从脉冲发生器30来的脉冲被送至或门35，它的输出耦合到控制信号发生器37，控制信号发生器产生控制信号V1，以驱动可控硅Q1或图1电路中的那些可控硅的控制门。因为来自脉冲发生器30的每一个脉冲通过或门35，这个通路标志着一个用于滤尘器负载的新的脉冲发生周期的开始。
脉冲发生器30的输出还启动第一计时器60，第一计时器60提供一个先于从可控硅导通到二极管导通的过渡或交叉时期一个小的时间间隔(通常约5微秒)。如前文所阐明的那样，参阅图2，这相当于在滤尘器两端的电压达到峰值前的约5微秒时间。响应于来自计时器60的输出，零脉冲计时器62提供一短的控制脉冲，此控制脉冲通过或门75和35去控制图2中过渡门触发脉冲V2的产生。计时器62的输出还馈送至与门71的反相输入端，以阻止在过渡门触发脉冲正在产生时火花放电再触发脉冲的通路，这将在下面作更详细的阐述。
从第一计时器60来的输出的下降沿(图4)启动第二计时器41，第二计时器41在正常脉冲周期结束或终止前提供一个高输出以结束一个短的时间间隔(最好约为5微秒)，这是为了阻止在二极管D1反向恢复期间引起的斜率正向急剧变化所造成的再触发电路的着火。第二计时器41的输出被馈入与门43，以使得在第二计时器输出端是高值的时间内，从火花放电检测器50来的火花放电起始再触发脉冲能够通过。由此，允许从火花放电检测器50来的再触发脉冲在第二计时器的输出为高电平的期间内通过与门43，这个期间也就是在脉冲发生器周期结束前从零过渡脉冲产生直到一个短暂的时间间隔为止。
如前面所指出的那样，火花放电检测器50驱动与门43的其它输入端，而且它包括一个电流互感器51，电流互感器51的初级与图1中脉冲变压器TP按通常的方式串联。电流互感器51的次级耦合到第一斜率检测器52，它监视通过脉冲变压器电流变化的速率(事实上是通过可控硅Q1和二极管D1组合的电流的变化速率)。由斜率检测器52的输出驱动第二变化速率检测器53，检测器52和53的综合效果是从检测器53输出一个正比于通过脉冲变压器TP电流的二阶导数。此信号在54中放大，然后送至阈值检测器55。一个指示通过电流互感器51的电流已达到足够高变化速率的信号使得从阈值检测器产生出一个馈至与门43的高输出信号。如果这一信号产生于第二计时器输出为高电平时，则与门43的输出设置计时器70。在脉冲发生器工作于无火花放电期间，对于在时间间隔至少等于二极管导通的时间，此二极管导通计时器70输出高电平。理论上说，这是一个比二极管导通时间长的短时间间隔。
当计时器70输出高电平而计时器62输出低电平时(没有产生过渡脉冲时)，与门71提供一个高电平输出去促使猝发脉冲发生器72产生脉冲，这些脉冲通过或门75和35，以产生图2中所示的火花放电再触发脉冲控制序列V3。只要二极管导通计时器70保持高电平输出，从猝发脉冲发生器72来的脉冲就不断地通向控制信号发生器37。由此，响应于用火花放电检测器50检测出每一次火花放电事件，一连串延续到由二极管导通计时器70决定的时间长度的脉冲被送向控制信号发生器37。上述安排对可控硅提供了保护，使之免受损伤，这种损伤正如后文详细描述的是由虚假的触发脉冲造成的，而且也是前述系列号为(RD-16，561)，同时提交和共同转让的专利申请的主题。
在工作过程中，特别参考图2和图4的波形，图3的电路提供一系列脉冲，这些脉冲控制送到图1的可控硅开关的门控制信号的产生。启动滤尘器脉冲周期的基本频率受脉冲发生器30频率的控制。从脉冲发生器30来的每一个脉冲使得从控制信号发生器37产生一个接通脉冲V1，此接通脉冲V1被引向可控硅Q1(或一个等效的可控硅链)的门电极。
如上面详述的那样，借助于计时器60和62、门75和35、控制信号发生器37，从信号发生器30来的每一个脉冲也开始产生过渡脉冲V2。
火花放电检测器电路50连续地监测流过位于适当地点的电流互感器51的负载电流，并且对超过一个预先选定阈值的预定的正向脉冲作出响应，提供一个信号以开始产生如图2和图4中火花放电再触发脉冲序列V3。只有当第一计时器60的输出为高电平时，即从脉冲周期起始到零过渡脉冲D2产生为止，此再触发脉冲序列是被禁止的。图2和图4的再触发脉冲序列V3和第4，503，477号专利中所提出的短持续期的火花放电触发脉冲相对比，它具有从火花放电被检测到时开始延伸到超过脉冲发生器周期末了的一系列脉冲的形式。利用延伸到超过正常(无火花放电)周期终了处的方法，防止了虚假触发对开关元件造成的损害。例如，参照图2，假如响应一个感测的(但是虚假的)火花放电，只产生一短的再触发脉冲，那末此再触发脉冲不会伴随有可控硅两端电压VSCR向高的正值的变化，因而可控硅不会被立即再触发。然而，因为可控硅本来供给有一个高的门电流，在可控硅重新获得它的电压阻断能力前必须要经过一个时间间隔tq。如果在tq间隔期间，脉冲周期终了，由此允许VSCR升至一正高值(如正常工作期间发生的那样)，可控硅会面临弱接通和潜在损伤。
相反，假定再触发脉冲控制信号具有延伸到超过脉冲发生器周期终了的一系列脉冲V3的形式，则可控硅甚至在虚假地产生再触发脉冲场合下也将被安全地接通，而可控硅将避免受到损伤。
当然，为了在最短的可能时间内保证有一强的接通，门触发控制信号应该有快速的上升时间。为此，这些控制信号的实际值会依赖于开关元件的特性。然而，对于一些通常用于这些方面的器件，至少8安培的最小峰值门电流和至少2-3安培/微秒的上升速率会是合适的。在需要使大量串联连接的可控硅同时接通的场合，这样快的上升时间是特别重要的。
门控制信号V2先于零电流交叉时间开始，以保证在零交叉时它已处于足够高的电平。至少对于通过零交叉的一段时间来说，V2应该保持大于安全接通值(约1.5安培)，以保证当在零交叉附近发生任何火花放电时，可控硅能严格地接通。直到在零交叉后产生了再触发脉冲序列V3有足够时间去保护开关器件为止，V2不应该终止。在一个脉冲电压VP的周期为70微秒的系统中，假定切断时间tq约为25微秒，则V2的时间约为15微秒。另一方面，在脉冲周期终了处控制信号V2不应维持一相当长的时间，以至允许在可控硅两端恢复到正向电压时产生一弱接通。具体地说，在最坏情况下，V2不应超过二极管导通时间间隔减去切断的时间间隔或正向恢复时间间隔tq，V2应突然终止。因为在应用控制脉冲V1期间开关器件不会受到火花放电的损伤，所以对V1没有严格的要求。但是，为了易于实现，可以用产生V2同样的电路来产生V1，而V1与V2有着同样的特性。
火花放电再触发脉冲序列V3是用连续和快速地再触发控制信号发生器37来产生的，控制信号发生器37根据上述规格产生出脉冲V1和V2。因而在最佳实施例方案中，V3是由顶部形状和脉冲V1和V2的相同的脉冲所组成。用来再触发控制信号发生器的猝发脉冲发生器72在上述类型的系统中，被选成具有约15微秒的脉冲周期，但依赖于脉冲V1、V2和控制信号发生器37的具体特性，可能稍有变动。
使用长持续期的火花放电再触发脉冲序列可以消除由虚假火花放电触发脉冲所造成的潜在损伤。此猝发脉冲群的持续时间应稍长于二极管导通的半周时间，而在此时间内猝发脉冲群中的每一个脉冲理论上应在最大8安培到最小1.5安培之间变化。
虽然再触发脉冲序列V3是以一连串脉冲的形式来示出，但也可能代之以一单个长持续期的脉冲。但是，这样一种方案会给控制信号发生器的功率容量方面带来沉重的负担，因为在所需时间间隔内、通过高频脉冲变压器、在高压下要提供如此相对大的电流。
虽然已在此处详细描述的本发明与某些最佳实施方案一致，但在所属技术领域：
内的专业人员可以对其作出许多改型和更动。因此，当所有这些改型和更动在本发明的精神实质和范围内时，打算在所附的权利要求
书中把它们包括入内。
权利要求
1.在负载两端产生一个电压脉冲的电路中，此负载电压脉冲的特征是在一上升电压时期后跟着有一下降电压时期，所述两时期由一过渡时期分隔开，所述电路包括一开关元件，所述开关元件具有一控制电极，所述控制电极响应于一控制脉冲促使在此元件中流过一大电流，在所述过渡期间所述电流下降到零，此后在所述负载电压下降期间电流绕过所述元件而被分流，一种保护所述元件使之免遭由于在所述负载上产生火花放电所造成的损伤的改进装置的特征在于包括加第一控制脉冲于所述控制电极以触发起所述负载电压脉冲的装置和在每一所述过渡时期出现时加第二控制脉冲于所述控制电极，以使得在所述过渡时期内所述元件实质上导通的装置。
2.在权利要求
1中所述的组合，其特征还在于包括耦合到所述元件和计时器装置的一个振荡电路，用以在基于所述振荡电路特性的所述第一脉冲发生后的一个预先选择时间产生所述第二脉冲。
3.在权利要求
2中所述的组合，其特征在于其中所述元件包括一个被二极管所分流的可控硅开关，在所述负载电压脉冲下降期间所述二极管工作，以分流绕经过所述可控硅的电流。
4.在权利要求
1中所述的组合，其特征在于其中第二控制脉冲的产生不依赖于是否发生火花放电。
5.权利要求
4中所述的组合，其特征在于其中所述第二脉冲的产生不依赖于对所述过渡时期的检测。
6.权利要求
1中所述的组合，其特征在于其中所述负载是一静电滤尘器。
7.权利要求
6中所述的组合，其特征在于其中所述开关元件是一可控硅，而所述控制脉冲加于所述可控硅的门电极。
8.借助于由一振荡电路产生的电流、在一选通开关元件的控制下、在电抗性负载两端产生电压脉冲的方法中，所述电压脉冲的特征在于有第一时期和第二时期，在第一时期期间、所述负载两端的电压上升，在第二时期期间、所述负载两端的电压下降，所述电流的特征还在于有第一半周期和第二半周期，与所述第一时期一致，在第一半周期期间，所述电流沿第一方向流过所述开关元件;与所述第二时期一致，在第二半周期期间、所述电流沿相反方向流过所述开关元件，并且通过把第一控制脉冲加到所述开关元件、使之实质上导通、来触发产生其中的所述电压脉冲，在所述方法中、用来消除因所述负载中发生火花放电造成所述开关元件损伤的改进措施的特征在于包括与所述第一和第二半周期之间的每个过渡时期一致把第二控制脉冲加到所述开关元件、以使所述元件实质上导通。
9.根据权利要求
8的方法，其特征在于其中与所述渡越时期一致、把所述第二控制脉冲加到所述开关元件的措施的完成不依赖于对所述火花放电的检测。
10.根据权利要求
8的方法，其特征在于其中把所述第二控制脉冲加到所述开关元件的措施的完成不依赖于对所述过渡时期的实际检测。
11.根据权利要求
8的方法，其特征在于其中加所述第二控制脉冲的措施是通过在所述第一控制脉冲发生后的一个预定时间产生所述第二控制脉冲来完成的。
12.根据权利要求
8的方法，其特征在于其中加所述第一和第二控制脉冲的上述措施包括把所述控制脉冲加到可控硅开关元件的门电极。
专利摘要
描述了一种保护开关元件，特点是用来给电容性负载供给脉冲的可控硅开关元件，使之免遭因在上述负载中发生火花放电所引起的损伤的方法和装置。负载电压脉冲的特征在于在电压上升时期后跟随有一电压下降时期，这两时期被一个过渡时期所分隔开，在此过渡时期内开关元件遭到火花放电所造成的伤害的可能性最大。具体地说，在此开关元件最易遭到损伤的期间，不论是否发生不正常的火花放电，都有一门触发脉冲加于此元件，使之恢复导通状态。
文档编号H02H7/00GK86107818SQ86107818
公开日1988年5月25日 申请日期1986年11月14日
发明者阿布达拉·马尔莫德·伊塔尼, 杰拉尔德·约瑟夫·卡尔森, 彼得·威廉·迪茨 申请人:通用电气环境服务公司导出引文BiBTeX, EndNote, RefMan