专利名称:有电源开关的开关式电源线路的利记博彩app
本发明涉及一种开关式(Switched mode)电源电路，用来将直流输入电压转换成直流输出电压。它包含一个和变压器初级绕组串联的可控电源开关;这个串联电路接到输入电压端头上;该变压器的次级绕组联接一整流器，提供输出电压。当开关和整流器不通电流时，初级绕组形成一谐振电路的一部分，一个包含延迟网络的驱动线路接到开关的控制电极，每当开关开始断开，开关两端的电压就上升到某一定值并实际上保持在这个值，此后该电压按一谐振频率呈振荡型下降，每当开关开始接通，开关两端的电压变为零。
在美国专利申请4，183，080中描述了这种电源线路。这种电路是一个自激振荡线路，其中电源开关是一个开关晶体管，它的驱动线路包含一个变压器的次级绕组，这个次级绕组经正反馈线路与初级绕组耦合。在该次级绕组和晶体管基极间接有一个使晶体管导通并保持导通状态的网络。为了使晶体管关断，驱动线路包含一个与同一绕组相接的延迟网络和一个驱动晶体管，其主通路与开关晶体管的基极-发射极二极管并联。在由延迟线路所决定的某一瞬间驱动晶体管导通，而使开关晶体管迅速截止。在这种情况下，特别是由于截止过程很短，减少了晶体管的截止损耗。驱动晶体管的导通时间非常短。初级绕组与寄生电容一起构成一个谐振电路。
本发明是基于这样的一种认识，即为了减少电源开关的导通耗损，可在电源线路中采取那些与上述已知线路中所采用的相类似的措施。因此，根据本发明的电源线路，其特征在于在电源开关的控制电极上接有一个延迟网络，这是为了每次调整该开关的导通时，实际上导通时间是在上次截止期间开关上的电压开始下降的那个瞬间以后的谐振频率的半个周期的瞬时开始的。
由于采取了这样的措施，可以保证当开关两端的电压在经历了相当高的值而降到极小值的瞬间接通电源开关。所以，导通耗损比现有的线路要低得多。在现有线路中，发生导通的瞬间是由线路本身的性质决定的，也就是说，在上述美国书中的电路是由正反馈决定的，因此无法仔细地选择导通耗损小的上述的导通瞬时。
对于这样一种电源线路，其中第二个开关的控制电极上接有一个延迟网络，在电源开关导通时间结束时第二个开关导通，使该电源开关截止，其优越的特征可表示为每当电源开关两端的电压实际开始下降的瞬间使第二开关导通，实际上在该瞬间以后的谐振频率的半个周期内随后使第二个开关保持导通状态。这样，第二个开关还有节省费用的一个次要的功能。
由于根据本发明的驱动线路中的延迟网络的作用是延迟导通时间，所以不能用和上述美国书中相同的方法来连接这个网络。把延迟网络接到变压器中另一个次级绕组上的电源线路其特征在于，在工作时，延迟网络和所说的另一个次级绕组的接点上的电压，与初级绕组和电源开关的接点上的电压极性相同。
可参考附图对本发明作进一步的说明，其中图1是根据本发明的电源线路的基本线路图，图2表示其中产生的波形，以及图3表示图1线路的部分变形。
图1中的自激振荡电源线路包含一个npn电源开关晶体管Tr1，其集电极与变压器T的初级绕组L1相联，而其发射极接地。绕组L1的另一端与未经稳压的电源VB(例如，电源整流器)的正端相接，VB的负端也接地。接在晶体管基极与地之间的晶体管Tr1的导通通路，含有电容器C1、变压器T的反馈绕组L2、二极管D1和电阻R1。在晶体管Tr1导通时间内，基极电流在电容器C1上产生一个负电压。同样也接到其基极上的晶体管Tr1的关断路经含有电容器C1，具有基极-发射极电阻R2的pnp晶体管Tr2的发射极-集电极通路以及电感L3。晶体管Tr1截止以后，反向基极电流流经元件L1、Tr2和L3。结果消除了在导通期间积累于这个晶体管上的载荷子。在给定的情况下，如果晶体管Tr1的正向基极电流流过的时间太短、尚不足以在电容器C1上产生一个足够的恒定电压时，借助于变压器T的另一个绕组L4和二极管D2，在电容器C1上产生一个负电压。图1中变压器T绕组的缠绕方向用点来表示。
变压器T的绕组L5的一端与二极管D3相接，其另一端接到电阻R3和电容器C2组成的串联网络。绕组L5的缠绕方向和二极管D3的导通方向的选择是使得在晶体管Tr1的导通时间内流经电阻R3的电流给电容器C2充电。电容器C2的另一端与电容路C1、绕组L2和晶体管Tr2的集电极的交接点相联。在电容器C2上产生一个相对于该接点上直流电平的锯齿波电压，这个电压经R4、C3构成的RC并联网络加到npn晶体管Tr4的基极上。晶体管Tr4的发射极与所说的接点相联，而集电极则接到晶体管Tr2的基极。晶体管Tr4的基极电压在某一给定的瞬间达到使晶体管导通的值。结果，晶体管Tr2也导通。可以认为这个晶体管的发射极电压实际等于电容器C1上的电压值，约为-5伏，这使晶体管Tr1开始截止。在晶体管Tr1截止期间，电容器C2通过电阻R5、二极管D4和绕组L4放电，而一反向电流通过晶体管Tr2，这个电流也经过电阻R1及与二极管D1并联的电容器C4。
一个高阻值的起动电阻R6接于电源VB的正端和晶体管Tr2基极之间。当线路接通时便有电流通过电阻R6和R2，这个电流也通过电容器C4和绕组L2，所以能量便在变压器T中建立。由于这个电流，晶体管Tr1的基极上的电压便上升到使晶体管导通的电位值。在正常工作时，也有电流通过电阻R6，但此电流过小，不足以明显影响线路的性质。
变压器T的铁心上绕有若干个次级绕组。图1中给出了几个绕组，如L6和L7。当晶体管Tr1截止时，电流通过每个次级绕组，分别流经整流器，例如D5、D6，使平滑电容器C5、C6再次充电。电容器C5和C6的另一端接地。电容器C5，C6上的电压便是此电源线路的输出电压，供接负载用。这些负载(未表示在图1上)可以是，例如，电视接收机的一些部件。
调谐电容器C7和阻尼电阻R7组成的网络以及包括二极管D7的钳位网络与绕组L1并联。在晶体管Tr1和整流器D5和D6中没有电流通过的时间内，由绕组L1和电容器C7以及寄生电容构成的振荡回路中产生振荡。利用这个所说的钳位网络来减少在晶体管Tr1截止期间内可能产生的寄生振荡。
尽管电压VB和/或负载有所变化，借助于对晶体管Tr1导通时间的控制，便可使电源线路的输出电压实际上保持恒定不变。为此，在线路中接有一个与光敏npn晶体管Tr5光学耦合的发光二极管D8，接在晶体管Tr4基极负载上的发射极电阻R8和网络R4、C3以及接到电源VB的集电极电阻R9，而其基极是断开的。晶体管Tr5集电极的一路经RC并联网络R10、C8接到绕组L2、L4和电容器C1的接点，而另一路经二极管D9通到绕组L2和二极管D1的接点。因此在该集电极上呈现正电压。如果通过二极管D8的电流以下面将要作进一步说明的方式发生变化，那么晶体管Tr5的发射极电流也会发生变化。此后，例如，包括晶体管Tr3基极电压的增加，使晶体管Tr1比在原来应该的情况更早的瞬间截止。晶体管Tr1的最终电压变得更低，使线路的输出电压也变得更低。借助于一个接在电阻R4和R8的接点和电阻R3和二极管D3的接点之间、包含齐纳二极管D10在内的网络，这个控制也依赖于电压VB的变化。
以上所述对于本领域的技术人员来说是众所周知的事，不需要作进一步的解释。所以也不再进一步讨论其细节。对于用已知方法组成的过压和过流的安全保护措施也是如此。为了更好地了解本发明，图2给出了几种理想化了的波形图2a表示绕组L1上的电压随时间的变化，即更具体地说除了电源VB的直流电平外和晶体管Tr1集电极电压具有相同的变化;图2b表示流经绕组L1的电流i的变化。
晶体管Tr1在t0瞬间截止。在此之前，电流i呈线性增加，而电压值V为-VB。在瞬间t0以后，电压V随时间以正弦函数增加，而电流i则呈余弦函数变化。在t1瞬间电压V变为零而电流i达到极大值。电压V继续增加直到次级端上的整流器开始导通t2的瞬间的值。如果电容器C5上的电压等于V0，又如绕组L1和L6的变压比为n∶1，那么在瞬间t2以后电压V保持为nV0，而电流i则线性地减小，更明确地说，直到瞬间t3时降为零。在t3瞬间以后，整流器中没有电流通过，电压V以与瞬间t0和t2间相同的谐振频率呈正弦函数下降到一个较小的峰值nV0，而电流i变为负值。电流i流向电容器C7，并呈余弦变化。如不采取任何措施，绕组L2中将产生一个经过二极管D1流向晶体管Tr1基极的电流。图1和图2a表示，当绕组L2两端的电压和电容器C1和C4上的电压之和低于晶体管基极-发射极的阈电压值时，晶体管Tr1将在瞬间t3后的某一瞬间导通。这一瞬间发生在紧接于瞬间t3之后电压V降为零之前，也就是说在导通以后晶体管Tr1集电极上的电压将略低于VB+nV0。
在基极引线上接入电感L3便可以已知的方式来降低晶体管Tr1的关断损耗。当集电极电流继续流过，更明确地说，直到晶体管结束其饱和状态，集电极电流非常迅速地降到零，晶体管中过剩的载荷子即逐渐消失。由上述可知，如果没有其它措施，晶体管Tr1在导通后其集电极上的电压很高，这就引起晶体管Tr1和电阻R7中相当高的开关耗损。为减少导通耗损，在图1的线路中接有一个npn晶体管Tr3，其发射极联到电容器C1和绕组L2的接点，而集电极则经二极管D11接到晶体管Tr2的基极，二极管D11的导通方向与晶体管Tr3的集电极-发射极通路相同。变压器T绕组L8的一端接向晶体管Tr3的发射极，而另一端联到由电阻R11和电容器C9组成的积分网络。电容器C9接在电阻R11和该发射极之间。电容器C9和电阻R11的接点经限流电阻R12联到晶体管Tr3的基极。选择绕组L8的缠绕方向使电阻R11接点上的电压与图2a所示电压的极性相同，即这个电压在瞬间t1前为负值，在此瞬间后为正值。在这种情况下，电容器C9上的电压V′的变化与这个最后提到的接点上电压的积分成正比，和图2b中的电流i随时间的变化相同，但极性相反。实际上，电流i正比于电压V的积分。
图2c表示电压V′的变化。因为对于一个振荡周期来说绕组L8两端的电压和通过电容器C9的电流两者的平均值都等于零，所以电压V′的平均值也为零。这表明电压V′在瞬间t3前的瞬间t6改变其极性而变为正值。选择RC网络R11，C9的时间常数使得在瞬间t3以后电压V′高于晶体管Tr3的基极-发射极阈电压。这表明这个晶体管在t3瞬间后导通，并保持晶体管Tr1的截止状态，特别是，由于晶体管Tr2导通时就和晶体管Tr4在瞬间t0的性质一样。由于晶体管Tr2导通，晶体管Tr1的基极为负压，当晶体管Tr3的基极电压为正时，电流将通过晶体管Tr3的基极-集电极二极管，这会使波形发生畸变。这是用二极管D11来避免的。
在比瞬间t3滞后四分之一周期(由绕组L1和电容器C7决定的振荡周期)的瞬间t4，电压V变为零而电流i降到极小值，并在瞬间t5电压V达到极小值，而电流i再次变零，随后变为正值。瞬间t3和t5对称于瞬间t4，所以电压V的极小值实际上等于-nV0，而晶体管Tr1的集电极电压的最小值实际上等于VB-nV0。由于对称的缘故，电压V′在瞬间t5以后降到低于晶体管Tr3的阈电压值，所以使该晶体管截止。晶体管Tr2的基极电压变为正值，因而这个晶体管也截止，结果使晶体管Tr1变为导通。其集电极电压则实际上变成零，因而电压V变成为-VB。在电流i以线性增加的时间内，一直维持这个状态，在控制线路的影响下，更明确地说，直到在瞬间t0滞后一个振荡周期的瞬间t7，晶体管Tr1再截止时为止。此后再重复上述变化。
由以上讨论显然可知，由于晶体管Tr3的作用晶体管Tr1延迟到瞬间t5才导通，这时晶体管Tr1的集电极电压降到极小值，这意味着节约了相当一部分能量，并有利于延长晶体管的寿命。因此，可以不必采取一种已知的能够略微减少导通耗损的措施，即用一个电容量小的电容器C7与绕组L1并联。由于这个电容值现在比先有技术中所用的要高和由于关断时间更短，故关断耗损也就减少了，而与绕组L1组成的线路的谐振频率有所降低，因而减少了高频辐射。当晶体管Tr1截止时，集电极上寄生振荡的振幅比其原有的值更小，频率也更低，所以在大多数情况下可以省去有二极管D7的钳位线路。
显然，因为在瞬间t5之前或之后电压V都高于这瞬间时的极小值，所以延迟必须相当精确。为了在这方面有所改进把两个二极管D12和D13以相同的导通方向串联，再与电容器C9并联，二极管D12的阳极与元件R11、R12和C9的接点相联。因此，在瞬间t4时电压V′的极大值约等于二极管阈电压的两倍，即1.4伏左右。在从瞬间t4前开始到这瞬间后的一个给定的时间内，晶体管Tr3的基极发射极电压的极大值等于一个阈电压值。可以这样选择线路的数值使得这段时间实际上等于瞬间t3和t5间的时间间隔。在延迟线路的一个实施例中，电阻R11和R12的阻值分别约为8.2和2.2千欧，而电容器C9的电容量约为4.7毫微法，其振荡频率，也就是瞬间t0和t7间的时间间隔的倒数，可在25～60千赫兹间变化。也应该注意的是，因为不能借助于在晶体管基极上加一个直流电平来使晶体管Tr1的导通瞬间调节到瞬间t5，所以乍看起来可以用一种延迟的方法。实际上，这种延迟应如此之长，以致在有负载的状态下，电源线路不可能给出一个足够高的输出电压，因为晶体管Tr1的导通时间比振荡周期要短得多。所以上述延迟线路是一个更好的解决方法。在可能的实施例中，图1即带有积分的实施例是可取的，这是因为除了极性以外电压V′是电流i的一个映象，所以电压V′在瞬间t4达到极大值，使晶体管Tr3的导通时间对称于这个瞬间。
以上所述适用于具有这样的电压数值的电源线路，其中电压VB低于nV0，在这种情况下，在晶体管即将导通之前，晶体管Tr1集电极电压的极小值是正的。在相反的情况下，在瞬间t5之前的某一瞬间所说的电压变为零，此后当所说的电压是负值时，有一反向电流流经晶体管Tr1的基极-发射极二极管。在瞬间t5以上述相同的方式关断该电流。如果必要，可在晶体管Tr1的集电极-发射极通路上并接一个导通方向与此通路相反的二极管，反向电流便通过这个二极管。为保证没有反向电流通过晶体管，可在晶体管上串接一个二极管，其导电方向与晶体管相同，而反并联二极管则接在串联二极管与绕组L1的接点和地之间。值得注意的是，在这种情况下，由于导通的反并联二极管的作用，集电极上的电压值很低，由反向电流产生的能量耗损要比图2中正向电流所产生的小，而这个正向电流值要大好几倍，即它正比于1/2CV2，也正比于振荡频率。这里C是与晶体管Tr1并联的有效电容。此外，所说的反向电流返回电源VB。
变压器T的次级绕组L9上接有一个由二极管D14和电容器C10组成的串联电路，二极管D14的阳极接到绕组L9的非接地端。变压器T的另一个绕组L10的匝数比绕组L9的多，绕组L10的一端与二极管D14和电容器C10的接点相联，另一端则接到可控硅Th的阴极，可控硅Th的阳极接地。由pnp晶体管Tr6的发射极-集电极通路、二极管D15和二个电阻R13和R14构成的分压器一起组成的串联电路，与电容器C10并联。晶体管Tr6的发射极接到串接控制线路S的输入端，其输出电压用电容器C11来平滑。由pnp晶体管Tr7的发射极-集电极通路、电阻R15和上面已经提到过的发光二极管D8一起组成的串联电路与电容器C11并联。npn晶体管Tr8的基极与电阻R13和R14的接点相联，Tr8的集电极接到晶体管Tr7的基极和电阻R16，而Tr8发射极则联到齐纳二极管D16的阴极，二极管D16的另一端接地。电阻R16的另一端接到线路S的输出端。二极管D17接在晶体管Tr6的集电极和可控硅管Th阴极门(Cathode gate)之间，可控硅管Th的导通方向与晶体管Tr6一致，由R17和C12组成的RC串联网络接在晶体管Tr8的基极和晶体管Tr7的集电极之间。最后，电阻R18接到晶体管Tr6的基极和接头A上。
在正常工作状态下，因为接头A是空着的，或者是加了一个正电位，所以晶体管Tr6是截止的。二极管D17不导通，因为可控硅管Th也不导通。结果，绕组L10中无电流通过，绕组L9上的电压经二极管D14在电容器C10上产生一个直流电压例如大约7伏。电容器C11上产生供接收器控制部分中的微处理机以及遥控用的电压，例如5伏。晶体管Tr7和Tr8也仍保持截止状态。
在这个电源线路中还有变压器T的另一个次级绕组L11，整流器D18和平滑电容器C13，用以控制本线路的输出电压。利用一个与电容器C5并联，由电阻R19、R20、R21和R22组成的分压器，使联到电阻R20和R21接点上的npn晶体管Tr9的基极调节到一个直流电压值，这个直流电压正比于电容器C5上的输出电压V0。晶体管Tr9的发射极联到齐纳二极管D16。利用晶体管Tr9，使其基极电压与二极管D16的电压相比。所得的差值决定了pnp晶体管Tr10的集电极电流。晶体管Tr10的发射极与电容器C13相联。其集电极经过电阻R23接到二极管D8的正极，从而决定流经二极管D8的电流，所以也决定了晶体管Tr5的发射极电流。假设，例如，由于负载减少和/或电压VB增加引起输出电压增加，晶体管Tr9的集电极电流增加，因而通过二极管D8的控制电流也增加。如上面已经解释过的那样，这个控制电流的增加将使晶体管Tr1的导通时间缩短，这就阻碍了输出电压的增加。为减少高频环路增益，因而改善控制的稳定性，在晶体管Tr10的基极和集电极之间联接一个由R24和C14组成的RC串联网络。如果提供最高输出电压V0的二极管D5损坏，连接在电容器C6和电阻R19和R20的接点之间的二极管D19便成为一个防护措施。在这种二极管D5断开的情况下，电容器C5上的电压为零。控制线路试图增加这个电压值之所以不会这样，是由于二极管D19开始导通，从而此时控制了C6上的电压。
将接头A接地，图1中的电源线路即处于备用状态，这时电视接收机的大部分部件只接收到很少的电源能量。晶体管Tr6因而开始导通，电流便经过D17流向可控硅管Th的阴极门，可控硅管Th也开始导通，而二极管D14由于下面将要说明的原因转为截止。电流经二极管D15到晶体管Tr8的基极，使其导通，因而晶体管Tr7也导通。晶体管Tr7集电极电压的增加经网络R17、C12输到晶体管Tr8的基极。所以，晶体管Tr7和Tr8构成一个单稳态多谐振荡器，即使在电容器C10上的电压V1降低以后，这个多谐振荡器仍保持其所确定的时间内达到的状态，尤其是由网络R17和C12的时间常数决定的时间间隔内所达到的状态。借助于晶体管Tr8使电压V1的一部分与齐纳二极管D16上的电压相比。其差值决定了流经二极管D8的晶体管Tr7的集电极电流。因而这个线路中的一部分与绕组L10一起构成保持电压V1实际上恒定的控制环路的一个组成部分，利用接头A转换到备用状态即可使这个控制环路处于工作状态。
这样来选择绕组L10的匝数，使得在备用状态下该电源电路的输出电压，也就是其它次级绕组L6、L7和L11所提供的直流电压下降到很低的值，以减小负载中的能量耗损。这可由下面的一些数据来说明。例如，当绕组L6为44匝，L7为7匝，L9为2匝，和L10为15匝，在工作状态下电容器C5上的电压V0约为140伏，则电容器C6上的电压为 (140×7)/44 ＝22.3伏;电容器C10上的电压为 (140×2)/44 ＝6.4伏。而由绕组L10经整流后提供的直流电压为 (140×15)/44 ＝47.7伏。当在备用状态下V1保持为8伏时，由绕组L9经整流后所提供的直流电压将是 (8×2)/15 ＝1.1伏，这表明二极管D14是截止的，电容器C6上的电压是 (8×7)/15 ＝3.7伏，而电容器C5上的电压为 (8×44)/15＝23.5伏。最后的这两个电压值太低，以致接在电容器C6上的同步电路和电容器C5上的行偏转线路不能正常工作。因而能量耗损很低。输出电压成比例下降，所以不必切断各个负载，而电容器C11两端的电压实际上仍保持在工作状态时的相同数值。
在这种情况下，在已转换到备用状态以后，由于控制线路的作用晶体管Tr1的导通时间，也就是图2中瞬间t5～t7之间的时间间隔变得愈加短暂。然而，这个导通时间有一个极小值，这个极小值由晶体管Tr1中载荷子的积累时间来决定。在这一段时间，例如不会小于约3～5微秒的时间内，该晶体管的集电极电流增加到某峰值，该峰值的大小决定于这个导通时间，也决定于电压值VB。同时，由于容差的影响，它和积累时间一样，也会有些变化。由于该电流的作用，变压器T中所积累的能量要比输出的能量多，所以输出电压在经过一个低值以后又有再升高的趋势。然而，这可由控制线路来防止;由于晶体管Tr5的发射极电流很大、晶体管Tr4继续保持导通，二极管D8便产生一个如此高的控制电流，使晶体管Tr1截止而保持不导通状态。在备用状态下通过电阻R9、晶体管Tr5获得一集电极电压。由于电容器C5、C6、C10和C13的放电，输出电压和控制电流也再度下降，更明确地说，直到电压V1达到某一值使电源线路重新启动时为止。如已经说明过的那样，晶体管Tr1变为导通，结果使变压器T次级上的电容器再次充电。一个间歇电流流经可控硅管Th，使电容器C10上的电压达到某一定值，这时晶体管Tr8再次导通，并且恢复控制环路。此后，再重复上述过程。
从上述讨论显然可知，在备用状态下图1中的电源线路处于产生猝发状态，也就是产生一个周期性间歇的振荡，在这种状态下晶体管Tr1中流过非常短的电流脉冲，与此同时次级电压增加，此后晶体管截止，同时次级电压慢慢下降。所以，这种猝发工作方式的优点是效率很高。为了保证在备用状态下电源线路以上述方式继续振荡，也就是说，不是处于连续工作的状态，由晶体管Tr7和Tr8组成单稳多谐振荡器，用以产生一个滞后作用。由于滞后的作用，晶体管Tr7在一段时间内维持导通，在这段时间内有一个大电流继续流过二极管D8，所以晶体管Tr1保持在截止状态，而输出电压下降。在实践中已得到过频率为100赫兹左右的低频振荡。利用线路S，电容器C11上可以得到一个实际上恒定的电压。
显然，上述线路中的一些变态仍属于本发明的范围。这适用于，例如可以用一个诸如门电路关断开关的等效电源开关来代替的晶体管Tr1。这也适用于很多线路技术细节，例如晶体管Tr1的关断或导通线路。为在所需的瞬间使晶体管Tr1导通，在上述线路中使用了绕组L8，绕组L8中所流过的电流的变化情况与绕组L1中电流i的变化相同。因为电流i在瞬间t3和t5之间流过并联电容器，所以可以用一种不同的方式来获得这个电流的映象，例如使这电容器经过一低值电阻接地，这时，电阻两端的电压即为所需的映象。
值得注意的是，这种由于延迟到当开关两端的电压为极小值时的瞬间才导通来减少导通耗损的措施，也可以与上述相似的方式用于非振荡式的电源线路。图3十分简要地画出了只包含与图1中相同的元件Tr1、L1、L6、D5、C5和C7的一种线路。在图3中借助于一个非稳态的多谐振荡器M将一方波驱动电压施加于晶体管Tr1的基极。为此，多谐振荡器M接收两个触发脉冲P1和P2，用脉冲P1的前沿使晶体管Tr1截止(脉冲P1的时间位置由一控制线路来决定)，而脉冲P2的前沿使之导通。由于在和图1相同的情况下，与图2相同的波形也适用于图3所示的线路，所以可用与图1中相同的方法来产生一个脉冲P2，使得与图1中晶体管Tr3起相同作用的开关在一个很短的时间内导通。另一个也可用于图1所示线路的这种措施是，用一个电平检测器来确定在瞬间t3后晶体管Tr1的集电极电压实际上降低到VB-nV0的瞬间，并延迟到这个瞬间才使之导通。在图2c中的波形低于一予定电平的瞬间也可用其它的方式来产生脉冲P2的前沿。
权利要求
1.一种将直流输入电压转换成直流输出电压的开关式电源线路，含有一个和变压器初级绕组串联的可控电源开关，这个串联电路与输入电压端相连，该变压器的次级绕组与一整流器相接以供给输出电压，当开关和整流器中没有电流通过时初级绕组构成谐振电路的一个组成部分，一个带有延迟网络的驱动线路与开关的控制电极相联，每当开关开始关断时，此后开关两端的电压就上升到某一定值并实际上保持在这个值，此后该电压按谐振频率呈振荡形下降；每当开关开始导通时，此后开关两端的电压变为零。其特征在于，在电源开关的控制电极上接有一个延迟网络，这是为了每次调整该开关的导通时间，实际上该时间是在上次截止期间开关上电压开始下降的瞬间以后的谐振频率的半个周期处。
2.根据权利要求
1所述的一种电源开关，其特征在于，延迟网络的输出信号是一个在整流器截止瞬间以后使电源开关断开的信号。
3.根据权利要求
1所述的一种电源线路，其中第二个开关的控制极上接有一个延迟网络，为使该电源开关开始断开，在该电源开关导通时间结束时，第二个开关导通，其特征在于，实际上每当电源开关两端的电压下降的初始瞬间使第二个开关导通，并在该瞬间后的谐振频率的半个周期内使第二个开关保持导通状态。
4.根据权利要求
3所述的一种电源线路，其特征在于，该延迟电路接到第三个开关，第三个开关导通使第二个开关保持在导通状态。
5.根据权利要求
1所述的一种电源线路，其中延迟网络接到变压器中另一个次级绕组上，其特征在于，在工作时，延迟网络和所说的另一个次级绕组的接点上的电压与初级绕组和电源开关接点上的电压的极性相同。
6.根据权利要求
5所述的一种电源线路，其特征在于，两个串联二极管的导通方向和作为第三开关的晶体管的输入二极管的导通方向相同，而串联二极管是和延迟网络的输出并联。
7.根据权利要求
4所述的一种电源线路，其特征在于，驱动线路中也有一个第二延迟网络，每次使电源开关导通，所说的第二延迟网络连到变压器另一个次级绕组的一个接头上，在工作时这个接头上的电压与初级绕组和电源开关接点上的电压的极性相反，第二延迟电路经过第四个开关与第二开关的控制极相联，第四个开关导通时切断电源开关。
8.根据权利要求
7所述的一种电源线路，其特征在于，有一个启动电阻接在第二开关的控制极上，并在于有一个实际维持输出电压恒定的控制线路接在第四开关的控制极上。
9.根据权利要求
4所述的一种电源线路，其特征在于，在第二开关的驱动通路中有一个与第三开关串联的二极管，这个二极管的导通方向与第三开关相同。
专利摘要
一种将直流输入电压转换成直流输出电压的开关式电源线路。这个线路包括一个与变压器(T)的初级绕组(L1)相串联的可控电源开关(Tr1)，这个绕组构成谐振线路的一部分。为了减少开关的导通耗损，开关的驱动通路中接入一个延迟网络(R11，C9)，使每次导通延迟到开关上的电压由上次截止时的值开始下降的瞬间以后的谐振频率的半个周期的瞬间开始。
文档编号H02M3/24GK86105460SQ86105460
公开日1987年2月25日 申请日期1986年8月26日
发明者马里纳斯·安东尼厄斯·艾德里安厄斯·玛丽亚 申请人:菲利浦光灯制造公司导出引文BiBTeX, EndNote, RefMan