一种直流-交流变换电路及其控制方法
【专利摘要】本发明公开了一种直流-交流变换电路，所述直流-交流变换电路包括升压电感、升压开关管、整流二极管、第一至第四电容、逆变桥续流二极管、逆变桥、第一至第二输出滤波电感。本发明还公开了一种该直流-交流变换电路的控制方法。本发明利用升压电路及逆变桥电路的不同逆变工作模式，可以最大程度地利用直流输入源的电压进行逆变，减少了升压电路的工作电流以及降低了逆变桥回路中各元件的开通及关断应力，减少升压电路的主要元件的工作损耗，同时也降低逆变桥电路中元件的开关损耗，从而便于提高效率及功率密度。
【专利说明】一种直流-交流变换电路及其控制方法
【技术领域】
[0001]本发明涉及开关电源，尤其是一种直流-交流变换电路及其控制方法。
【背景技术】
[0002]在现有的直流-交流变换应用场合，如光伏逆变器等，当输入的直流(DC)源电压不够高的时候，或者输入范围较宽的情况下，都会采用升压(boost)电路加逆变变换电路。这种变换电路工作的时候，前级升压电路的功率元件需要承受所有的工作电流，后级工作的时候，在整个输出电压范围，又需要将母线电压进行降压逆变，所以功率管的损耗较大。因此有必要设计出一种新的电路，可以尽可能的直接利用DC源输入电压进行逆变，当需要高于输入电压的母线电压时，再启动或者利用升压后的高压母线的能量，获取更高的性价比。
【发明内容】
[0003]本发明的目的在于提供一种直流-交流变换电路及其控制方法，弥补上述现有技术的不足。
[0004]为实现上述目的，本发明采用以下技术方案:
[0005]一种直流-交流变换电路，包括升压电感、升压开关管、整流二极管、第一至第四电容、逆变桥续流二极管、逆变桥、第一至第二输出滤波电感；
[0006]其中，所述升压电感的一端与直流电源的正输入端相连，另外一端与所述升压开关管的漏极及所述整流二极管的阳极相连；所述升压开关管的源极与直流电源的负输入端相连；所述整流二极管的阴极与所述第二电容的正极相连；所述第二电容的负极与直流电源的正输入端相连；所述第四电容与所述第一电容并联，所述第四电容的正极与所述第一电容的正极与直流电源的正输入端相连，所述第四电容的负极与所述第一电容的负极与直流电源的负输入端相连；所述逆变桥包含第一、第三至第六开关管，所述第一开关管的漏极与第二电容的正极相连，其源极与所述逆变桥续流二极管的阴极相连；所述逆变桥续流二极管的阳极与所述第一电容的正极相连；所述第三开关管的漏极与所述逆变桥续流二极管的阴极相连，其源极与所述第四开关管的漏极相连，同时与第一输出滤波电感的输入端相连；所述第四开关管的源极与直流电源的负输入端相连；所述第五开关管的漏极与所述逆变桥续流二极管的阴极相连，其源极与所述第六开关管的漏极相连，同时与所述第二输出滤波电感的输入端相连；所述第六开关管的源极与直流电源的负输入端相连；所述第三电容的一端与所述第一输出滤波电感的输出端相连，所述第三电容的另一端与所述第二输出滤波电感的输出端相连。
[0007]所述第一、第三至第六开关管可以但不限于为MOSFET或IGBT。
[0008]一种所述的直流-交流变换电路的控制方法，按照输入直流电压与逆变输出交流电压的电平关系，将工作区定义为四个区域，在逆变电压正半波时，幅值低于输入直流电压的区域称之为I区，高于输入直流电压的区域称之为2区，在逆变电压负半波时，幅值绝对值低于输入直流电压的区域称之为3区，高于输入直流电压的区域称之为4区，当处于I区及3区时，所述第三至第六开关管按照H桥控制方法进行工作，当处于2区及4区时，所述第一开关管进行PWM控制，所述第三、第六开关管常通或者所述第五、第四开关管常通，当所述第一开关管关闭时，通过所述逆变桥续流二极管从直流电源续流。
[0009]优选地，当逆变输出电压的波形幅值处于1、2区或者3、4区的交界区域时，所述第一开关管进行PWM控制，当所述第一开关管开通时，所述第三、第六开关管或者所述第五、第四开关管开通，当第一开关管关闭后，所述第四、第六开关管导通进行续流或者利用其反并二极管进行续流，或者续流期间将第六开关管或第四开关管关闭，维持所述第五、第三开关管开通，以达到续流目的。
[0010]一种直流-交流变换电路，包括升压电感、升压开关管、整流二极管、第一至第四电容、第二开关管、逆变桥、第一至第二输出滤波电感；
[0011]其中，所述升压电感的一端与直流电源的正输入端相连，另外一端与所述升压开关管的漏极及所述整流二极管的阳极相连；所述升压开关管的源极与直流电源的负输入端相连；所述整流二极管的阴极与所述第二电容的正极相连；所述第二电容的负极与直流电源的正输入端相连；所述第四电容与所述第一电容并联，所述第四电容的正极与所述第一电容的正极与直流电源的正输入端相连，所述第四电容的负极与所述第一电容的负极与直流电源的负输入端相连；所述逆变桥包含第一、第三至第六开关管，所述第一开关管的漏极与第二电容的正极相连，其源极与所述第二开关管的漏极相连；所述第二开关管的源极与所述第一电容的正极相连；所述第三开关管的漏极与所述第二开关管的漏极相连，其源极与所述第四开关管的漏极相连，同时与第一输出滤波电感的输入端相连；所述第四开关管的源极与直流电源的负输入端相连；所述第五开关管的漏极与所述第二开关管的漏极相连，其源极与所述第六开关管的漏极相连，同时与所述第二输出滤波电感的输入端相连；所述第六开关管的源极与直流电源的负输入端相连；所述第三电容的一端与所述第一输出滤波电感的输出端相连，所述第三电容的另一端与所述第二输出滤波电感的输出端相连。
[0012]所述第一至第六开关管可以但不限于为MOSFET或IGBT。
[0013]按照输入直流电压与逆变输出交流电压的电平关系，将工作区定义为四个区域，在逆变电压正半波时，幅值低于输入直流电压的区域称之为I区，高于输入直流电压的区域称之为2区，当处于I区及3区时，所述第二开关管开通或者关闭但通过其反并二极管导通，所述第三至第六开关管按照H桥控制方法进行工作，当处于2区及4区，所述第一开关管进行PWM控制，所述第三、第六开关管常通或者所述第五、第四开关管常通，当所述第一开关管关闭时，所述第二开关管可以开通以通过所述第二开关管从直流电源续流。
[0014]优选地，当逆变输出电压的波形幅值处于1、2区或者3、4区的交界区域时，所述第一开关管进行PWM控制，当所述第一开关管开通时，所述第三、第六开关管或者所述第五、第四开关管开通，当第一开关管关闭后，所述第四、第六开关管导通进行续流或者利用其反并二极管进行续流，或者续流期间将第六开关管或第四开关管关闭，维持所述第五、第三开关管开通，以达到续流目的。
[0015]本发明的有益技术效果:
[0016]根据本发明的直流-交流变换电路及其控制方法，利用升压电路及逆变桥电路的不同逆变工作模式，可以最大程度地利用直流输入源的电压进行逆变，减少了升压电路的工作电流以及降低了逆变桥回路中各元件的开通及关断应力，减少升压电路的主要元件的工作损耗，同时也降低逆变桥电路中元件的开关损耗，从而便于提高效率及功率密度，也有助于逆变电路的工作频率提高，减小体积。本发明在中小功率的逆变器有明显优势。
【专利附图】
【附图说明】
[0017]图1是本发明直流-交流变换电路实施例一的电路图；
[0018]图2是本发明实施例逆变工作区域模式划分示意图；
[0019]图3是本发明实施例逆变桥PWM驱动时序不意图；
[0020]图4是本发明直流-交流变换电路实施例二的电路图。
【具体实施方式】
[0021]以下结合附图对本发明的实施例作详细说明。应该强调的是，下述说明仅仅是示例性的，而不是为了限制本发明的范围及其应用。
[0022]实施例一
[0023]如图1所示的直流交流变换电路，包括升压电感L1、升压开关管Q7、整流二极管D8、第一至第四电容Cl、C2、C3、C4、逆变桥续流二极管D2、逆变桥、第一至第二输出滤波电感 L2、L3。
[0024]在该直流交流变换电路中，所述升压电感LI的一端与直流电源的正输入端相连，另外一端与所述升压开关管Q7漏极及所述整流二极管D8阳极相连；所述升压开关管Q7的源极与直流电源DC输入的负输入端相连；所述整流二极管D8的阴极通过正母线bus与所述第二电容C2的正极相连；所述第二电容C2的负极与直流电源的正输入端相连；所述第四电容C4与所述第一电容Cl并联，所述第四电容C4的正极与所述第一电容Cl的正极与直流电源的正输入端相连，所述第四电容C4的负极与所述第一电容Cl的负极与直流电源的负输入端相连；所述逆变桥包含第一、第三至第六开关管Ql、Q3、Q4、Q5、Q6，所述第一开关管Ql的漏极与第二电容的正极相连，其源极与所述逆变桥续流二极管D2的阴极相连；所述逆变桥续流二极管D2的阳极与所述第一电容Cl的正极相连；所述第三开关管Q3的漏极与所述逆变桥续流二极管D2的阴极相连，其源极与所述第四开关管Q4的漏极相连，同时与第一输出滤波电感L2的输入端相连；所述第四开关管Q4的源极与直流电源的负输入端相连；所述第五开关管Q5的漏极与所述逆变桥续流二极管D2的阴极相连，其源极与所述第六开关管Q6的漏极相连，同时与所述第二输出滤波电感L3的输入端相连；所述第六开关管Q6的源极与直流电源的负输入端相连；所述第三电容C3的一端与所述第一输出滤波电感L2的输出端相连,所述第三电容C3的另一端与所述第二输出滤波电感L3的输出端相连。
[0025]为了讨论方便，假设直流输入电压值记为Vin，逆变所需最高母线电压为Vbus ;逆变过程中的线路杂项压降及开关元件导通压降总计为Vloss ;D为逆变PWM信号的开通占空比；则逆变输出电压的变换关系的实质是Vout= (Vbus-Vloss)*D或者Vout= (Vin-Vloss)*D，即对逆变前的电压进行降压处理。
[0026]当输入电压Vin值低于Vbus时，在图1所示的的电路中，可以给逆变市电路提供两种逆变电压，一种就是未进行升压处理的Vin，另外一种则是将直流输入Vin进行升压处理为Vbus。如图2所示，当逆变输出的波形处于正半波①区域时候，此时开关管Ql，Q4, Q5的驱动信号一直为低，即一直关断，开关管Q6的驱动信号一直为高电平，即一直导通；开关管Q3在PWM驱动信号的高电平信号时候导通，同时D2受正向偏置而导通；电流从直流电源经过D2，开关管Q3，电感L2，负载，电感L3，开关管Q6形成回路，当开关管Q3的PWM驱动信号变为低电平信号时候，电流从直流电源经过D2，开关管Q4的反并二极管(也可以在利用与开关管Q3互补的PWM驱动信号导通)，电感L2，负载，电感L3，开关管Q6形成续流回路；在此区域的时候，根据控制器的采样信号反馈处理，调整占空比D的大小。当逆变输出的波形处于负半波③区域时候，此时开关管Ql，Q3, Q6的驱动信号一直为低，即一直关断，开关管Q4的驱动信号一直为高电平，即一直导通；开关管Q5在PWM驱动信号的高电平信号时候导通，同时D2受正向偏置而导通；电流从直流电源经过D2，开关管Q5，电感L2，负载，电感L3，开关管Q4形成回路，当开关管Q3的PWM驱动信号变为低电平信号时候，电流从直流电源经过D2，开关管Q6的反并二极管(也可以在利用与开关管Q5互补的PWM驱动信号导通)，电感L2，负载，电感L3，开关管Q4形成续流回路；综合全过程来看，即此时段是对Vin进行降压处理，Vout= (Vin-Vloss)^D ;同时在该区域，由于无需利用升压的电源，所以升压电路的损耗减少，同时，逆变桥在开关过程中的压降相对Vbus降低很多，所以开关损耗减少。
[0027]当逆变输出的波形处于正半波②区域时候，此时开关管Q4，Q5的驱动信号一直为低，即一直关断；开关管Q6,Q3的驱动信号一直为高电平，即一直导通；开关管Ql在PWM驱动信号的高电平信号时候导通，电流从直流电源经过开关管Q1，开关管Q3，电感L2，负载，电感L3，开关管Q6形成回路，当Ql的PWM驱动信号变为低电平信号时候，同时D2受正向偏置而导通续流；电流从直流电源经过D2，开关管Q3，电感L2，负载，电感L3，开关管Q6形成续流回路；在此区域的时候，根据控制器的采样信号反馈处理，调整占空比D的大小，满足对输出电压的控制。同理，当逆变输出的波形处于正半波④区域时候，此时开关管Q6，Q3的驱动信号一直为低，即一直关断；开关管Q4, Q5的驱动信号一直为高电平，即一直导通；开关管Ql在PWM驱动信号的高电平信号时候导通，电流从直流电源经过开关管Q1，开关管Q5，电感L2，负载，电感`L3，开关管Q4形成回路，当开关管Ql的PWM驱动信号变为低电平信号时候，同时D2受正向偏置而导通续流；电流从直流电源经过D2，开关管Q5，电感L2，负载，电感L3，开关管Q4形成续流回路。综合全过程来看，即此时段可以看作是对Vbus进行降压处理，即Vout= (Vin-Vloss) + (Vbus-Vin-Vloss) *D ;在该区域,其续流电压的平台是Vin，传统的此类逆变桥续流电压为0，相对来说电压跃变范围大大减小，开关管Ql的开关损耗降低很多。
[0028]此外，当逆变输出的波形处于正半波①②，②①交界区域或者处于正半波③④，④③交界区域时，开关管Ql开通时可以采用与区域②或者区域④一致的时序控制方法；当开关管Ql关断后，此时不能以Vin作为续流平台，因此，开关管Q3或者开关管Q5必须关断，以切断与Vin的通路；同时开关管Q4，Q6维持导通来进行续流，Vout=(Vbus-Vloss)*D。因此区间较短，相关图形显示在图3中仅表示有此工作模式和过渡过程。
[0029]当输入电压Vin值等于Vbus时，即无需启动升压；此时开关管Ql无需开通，其逆变工作与传统的H桥一致。在此就不再累赘叙述。
[0030]综上所述，当输入电压Vin值低于Vbus时，即需要启动前级的升压电路时，采用本转换电路，同时按照相关的工作控制方法，就可以明显减少升压电路的损耗，充分利用直流输入源的电压，同时又可以减低后级逆变桥的开关损耗，所以有利于逆变桥PWM频率的提高，即整个电路实现高频化，缩小逆变器的体积，提高功率密度。通过计算及仿真，当直流输入源的电压介于逆变所需最高母线电压(Vbus)的0.333到0.866之间时候，启动对应的工作模式降低开关损耗的成效显著。
[0031]实施例二
[0032]如图4所示，是本发明的另外一种实施例，其与区别在于电路中的开关管Q2代替了实施例一的D2。当逆变输出波形处于前述的①③区域时候，开关管Q2可以被施加高电平一直导通，相当于实施例一的同步整流。在前述的②④区域时候，当需要续流的时候，开关管Q2可以被施加与开关管Ql互补的PWM驱动信号来导通。其他的部分与实施例一无区另U，所以不再次累述。
[0033]本发明中的开关管可以是各类用驱动信号控制其通断的双向导通的高速开关，如MOSFET或IGBT等，而不仅限于图中所表示的功率半导体开关。
[0034]以上内容是结合具体的优选实施方式对本发明所作的进一步详细说明，不能认定本发明的具体实施只局限于这些说明。对于本发明所属【技术领域】的普通技术人员来说，在不脱离本发明构思的前提下，还可以做出若干简单推演或替换，都应当视为属于本发明的保护范围。
【权利要求】
1.一种直流-交流变换电路，其特征在于，包括升压电感、升压开关管、整流二极管、第一至第四电容、逆变桥续流二极管、逆变桥、第一至第二输出滤波电感； 其中，所述升压电感的一端与直流电源的正输入端相连，另外一端与所述升压开关管的漏极及所述整流二极管的阳极相连；所述升压开关管的源极与直流电源的负输入端相连；所述整流二极管的阴极与所述第二电容的正极相连；所述第二电容的负极与直流电源的正输入端相连；所述第四电容与所述第一电容并联，所述第四电容的正极与所述第一电容的正极与直流电源的正输入端相连，所述第四电容的负极与所述第一电容的负极与直流电源的负输入端相连；所述逆变桥包含第一、第三至第六开关管，所述第一开关管的漏极与第二电容的正极相连，其源极与所述逆变桥续流二极管的阴极相连；所述逆变桥续流二极管的阳极与所述第一电容的正极相连；所述第三开关管的漏极与所述逆变桥续流二极管的阴极相连，其源极与所述第四开关管的漏极相连，同时与第一输出滤波电感的输入端相连；所述第四开关管的源极与直流电源的负输入端相连；所述第五开关管的漏极与所述逆变桥续流二极管的阴极相连，其源极与所述第六开关管的漏极相连，同时与所述第二输出滤波电感的输入端相连；所述第六开关管的源极与直流电源的负输入端相连；所述第三电容的一端与所述第一输出滤波电感的输出端相连，所述第三电容的另一端与所述第二输出滤波电感的输出端相连。
2.如权利要求1所述的直流-交流变换电路，其特征在于，所述第一、第三至第六开关管为 MOSFET 或 IGBT。
3.—种如权利要求1所述的直流-交流变换电路的控制方法，其特征在于，按照输入直流电压与逆变输出交流电压的电平关系，将工作区定义为四个区域，在逆变电压正半波时，幅值低于输入直流电压的区域称之为I区，高于输入直流电压的区域称之为2区，在逆变电压负半波时，幅值绝对值低于输入直流电压的区域称之为3区，高于输入直流电压的区域称之为4区，当处于I区 及3区时，所述第三至第六开关管按照H桥控制方法进行工作，当处于2区及4区时，所述第一开关管进行PWM控制，所述第三、第六开关管常通或者所述第五、第四开关管常通，当所述第一开关管关闭时，通过所述逆变桥续流二极管从直流电源续流。
4.如权利要求3所述的控制方法，其特征在于，当逆变输出电压的波形幅值处于1、2区或者3、4区的交界区域时，所述第一开关管进行PWM控制，当所述第一开关管开通时，所述第三、第六开关管或者所述第五、第四开关管开通，当第一开关管关闭后，所述第四、第六开关管导通进行续流或者利用其反并二极管进行续流，或者续流期间将第六开关管或第四开关管关闭，维持所述第五、第三开关管开通，以达到续流目的。
5.一种直流-交流变换电路，其特征在于，包括升压电感、升压开关管、整流二极管、第一至第四电容、第二开关管、逆变桥、第一至第二输出滤波电感； 其中，所述升压电感的一端与直流电源的正输入端相连，另外一端与所述升压开关管的漏极及所述整流二极管的阳极相连；所述升压开关管的源极与直流电源的负输入端相连；所述整流二极管的阴极与所述第二电容的正极相连；所述第二电容的负极与直流电源的正输入端相连；所述第四电容与所述第一电容并联，所述第四电容的正极与所述第一电容的正极与直流电源的正输入端相连，所述第四电容的负极与所述第一电容的负极与直流电源的负输入端相连；所述逆变桥包含第一、第三至第六开关管，所述第一开关管的漏极与第二电容的正极相连，其源极与所述第二开关管的漏极相连；所述第二开关管的源极与所述第一电容的正极相连；所述第三开关管的漏极与所述第二开关管的漏极相连，其源极与所述第四开关管的漏极相连，同时与第一输出滤波电感的输入端相连；所述第四开关管的源极与直流电源的负输入端相连；所述第五开关管的漏极与所述第二开关管的漏极相连，其源极与所述第六开关管的漏极相连，同时与所述第二输出滤波电感的输入端相连；所述第六开关管的源极与直流电源的负输入端相连；所述第三电容的一端与所述第一输出滤波电感的输出端相连，所述第三电容的另一端与所述第二输出滤波电感的输出端相连。
6.如权利要求5所述的直流-交流变换电路，其特征在于，所述第一至第六开关管为MOSFET 或 IGBT。
7.—种如权利要求5所述的直流-交流变换电路的控制方法，其特征在于，按照输入直流电压与逆变输出交流电压的电平关系，将工作区定义为四个区域，在逆变电压正半波时，幅值低于输入直流电压的区域称之为I区，高于输入直流电压的区域称之为2区，当处于I区及3区时，所述第二开关管开通或者关闭但通过其反并二极管导通，所述第三至第六开关管按照H桥控制方法进行工作，当处于2区及4区，所述第一开关管进行PWM控制，所述第三、第六开关管常通或者所述第五、第四开关管常通，当所述第一开关管关闭时，所述第二开关管可以开通以通过所述第二开关管从直流电源续流。
8.如权利要求7所述的控制方法，其特征在于，当逆变输出电压的波形幅值处于1、2区或者3、4区的交界区域时，所述第一开关管进行PWM控制，当所述第一开关管开通时，所述第三、第六开关管或者所述第五、第四开关管开通，当第一开关管关闭后，所述第四、第六开关管导通进行续流或者利用其反并二极管进行续流，或者续流期间将第六开关管或第四开关管关闭，维持所述第五、第 三开关管开通，以达到续流目的。
【文档编号】H02M7/537GK103812373SQ201410021150
【公开日】2014年5月21日 申请日期:2014年1月16日 优先权日:2014年1月16日
【发明者】李伦全 申请人:深圳市保益新能电气有限公司