专利名称：级联型升降压变换器输入侧电流控制方法
技术领域：
本发明公开了级联型升降压变换器输入侧电流控制方法，属于电力电子技术领域。
背景技术：
近20年来，电力电子技术得到了快速发展，各类电力电子装置在化工、通信等领域得到了广泛应用，从电能转换形式进行划分，这类变换器包括直流-直流(简称DC-DC)变换器、交流-直流(简称AC-DC)变换器，以及直流-交流(简称DC-AC)变换器。如果根据输入、输出电压之间大小关系进行划分，则包括升压型(或称为Boost型)、降压型(或称为Buck型)和升-降压型。其中，升-降压变换器能够尽量缩小输入、输出电压之间的采样值差异，达到降低电路元器件电压应力，提高系统效率的目的，近年来得到了各国学者的广泛关注。目前，在具有升压功能的单相变换器中，较为常见的是单管型，包括单管buck-boost变换器、Sepic,以及Cuk变换器等，但这些变换器的开关管电压、电流应力，以及变换器的效率等指标都不够理想。鉴于此，能降低电压、电流应力，并提高系统效率的双管级联型升-降压变换器得到了国内外学者的关注，具体包括Buck+Boost架构和Boost+Buck架构两种。对于双管级联型升-降压变换器，两开关管有同步工作和分时工作两种模式。两开关管同步工作模式下，有双电压环、双电流环控制方案以及单电压环、双电流环控制方案；两开关管分时工作模式下，有一路载波调制方案、双载波调制方案。双电压、双电流环控制方案存在中间级电容电压必定高于输出电压，增大开关管的电压应力的缺陷，单电压环、双电流环控制方案则存在设计三个环路的问题，控制器的设计较为困难。两开关管分时工作模式下，无论升压还是降压阶段都采用的平均电流控制方案，这对升压阶段的电流控制较为适合，但在降压阶段并非很好的选择，因此，为确保控制系统稳定，不得不对硬件电路参数做出更多约束，例如增加滤波电感值。
发明内容
本发明所要解决的技术问题是针对上述背景技术的不足，提供了级联型升降压变换器输入侧电流控制方法。本发明为实现上述发明目的采用如下技术方案级联型升降压变换器输入侧电流控制方法，根据级联型变换器输入电压与输出电压的比较结果，选择电流控制方案，具体包括如下步骤步骤I，采集级联型升降压变换器输出电压，用比较器求得级联型升降压变换器输出电压参考值与输出电压采样值的差值；步骤2，利用步骤I所述的差值计算得到输入侧电流参考值，再比较级联型升降压变换器的输入电压与输出电压
当级联型升降压变换器输入电压小于输出电压时，进入步骤3 ；当级联型升降压变换器输入电压大于或者等于输出电压时，进入步骤4 ;步骤3，使降压变换器部分的开关管始终导通，升压变换器的开关管工作在高频状态，利用第一种电流控制方法得到升压变换器部分的开关管的导通占空比，实现输入电流对参考电流的跟踪；步骤4，使升压变换器部分的开关管始终关断，降压变换器的开关管工作在高频状态，利用第二种电流控制方法得到降压变换器部分的开关管导通占空比，实现输入电流对参考电流的跟踪。所述级联型升降压变换器输入侧电流控制方法步骤3中所述的第一种电流控制方法为适用于boost变换器的电流控制方法。所述级联型升降压变换器输入侧电流控制方法步骤4中的所述的第二种电流控制方法为适用于buck变换器的电流控制方法。本发明采用上述技术方案，具有以下有益效果不仅避免级联型升降压变换器的两个开关管同时工作在高频状态，降低系统损耗，还可以确保在升压、降压阶段都匹配更有效的电流控制技术，实现良好的输入、输出性能。
图1为级联型升降压变换器输入侧电流控制电路图。图2为双管级联型buck-boost变换器拓扑图。图3为双管级联型buck-boost变换器拓扑图等效为boost变换器的电路图。图4为双管级联型buck-boost变换器拓扑图等效为buck变换器的电路图。图5为控制双管级联型buck-boost变换器输入侧电流方法的示意图。图6为双管级联型buck-boost变换器拓扑图等效为boost变换器后的控制示意图。图7为双管级联型buck-boost变换器拓扑图等效为buck变换器后的控制示意图。图8为双管级联型boost-buck变换器控制图。图9为双管级联型boost-buck变换器拓扑图等效为boost变换器后的控制示意图。图10为双管级联型boost-buck变换器拓扑图等效为buck变换器后的控制示意图。图11为级联型boost-buck AC-DC变换器控制图。图12为级联型buck-boost AC-DC变换器控制图。
具体实施例方式下面结合附图对发明的技术方案进行详细说明如图1所示,本发明针对级联型boost-buck变换器(前级为boost,后级为buck变换器)以及级联型buck-boost变换器(前级为buck，后级为boost变换器)，控制其输入侧电流跟踪参考电流。
下面以双管级联型buck-boost变换器为例说明本发明的实施方法。双管级联型buck-boost变换器拓扑如图2所示,可以视为前级buck和后级boost变换器级联而成的两级变换器。采用如图5所示的框图控制双管级联型buck-boost变换器输入侧电流的方法，具体包括如下步骤步骤1，采集级联型升降压变换器输出电压，比较器求得输出参考电压Vref与级联型升降压变换器输出电压采样值Kv V0的差值。步骤2，利用步骤I所述的差值计算得到输入电流参考值i*in，再比较级联型升降压变换器输入电压与输出电压当级联型升降压变换器输入电压Vin小于输出电压V。时，进入步骤3 ;当级联型升降压变换器输入电压Vin大于或者等于输出电压V。时，进入步骤4。步骤3，使降压变换器部分的开关管S_bu始终导通，升压变换器中开关管S_bo工作在高频开关状态，可利用平均电流控制方法得到升压变换器部分的开关管S_bo的导通占空比，级联型buck-boost变换器可以等效为如图3所示的结构。步骤4，使升压变换器部分的开关管S_bo始终关断，降压变换器开关管S_bu工作在高频开关状态，可利用电荷控制方法得到降压变换器部分的开关管S_bu的导通占空比，变换器可等效为图4所示的结构。对于图2所示双管buck-boost直流-直流变换器，当输入电压瞬时值Vin与输出电压瞬时值V。满足vin〈v。时，为确保输入电流能够跟踪参考电流，需要让变换器工作在boost模式，此时降压变换器部 分的开关管s_bu恒导通，升压变换器部分的开关管S_bo工作在高频开关状态，控制系统如图6所示，此时电流控制方案I可采用平均电流控制方法为将变换器输出电压控制在参考值Vref (参考值Vref由用户设定)，先采样变换器输出电压Kv V0,计算电压误差值，并对误差信号进行比例积分调节，PI控制器输出值与输入电压取样值相乘后作为输入电流的参考值i*in。输入电流的参考值i*in与采样的输入电流iin求差，并对该误差信号进行比例积分运算，电流控制器的输出作为调制波，与载波交截得到升压变换器开关管S_bo的驱动信号。对于图2所示变换器，当Vin ^ V0时，为实现输入电流跟踪参考电流，需要让变换器工作在buck模式，即需要令升压变换器部分的开关管S_bo恒关断，降压变换器开关管S_bu工作在高频开关状态，此时的控制系统如图7所示，电流控制方案2采用了电荷控制方法采集流过降压变换器开关管S_bu的电流值，并对电容Ct进行充电，当流过电容Ct电电流大于输入电流参考值i*in时，关断降压变换器开关管S_bu，同时对电容Ct进行快速放电，直到下一个开关周期起始时刻重新对电容Ct进行充电。电流控制方案2还可以采用电荷控制方法之外其它适用于boost变换器的电流控制方法。电流控制方案I也可以是平均电流控制方法以外其它的适用于buck变换器的电流控制方法，如峰值电流控制方法。本发明还适用于双管级联型boost-buck直流-直流变换器，相应控制系统示意图如图8所示，boost-buck变换器可以视为由前级boost和后级buck变换器级联而成的两级变换器。降压变换器部分的开关管S_bu始终处于导通状态，同时升压变换器开关管5_130处于高频开关状态时，级联型变换器可以等效为如图9所示的结构；而升压变换器S_bo始终处于关断状态，同时降压变换器S_bu处于高频开关状态时，级联型变换器则可等效为图10所示的结构。不难发现，图9以及图10所示的两个拓扑分别为输出侧、输入侧增加一级LC滤波的buck、boost变换器。除了级联型升降压DC-DC变换器外，本发明还适用于级联型升降压AC-DC变换器。级联型boost-buck AC-DC变换器控制图如图11所示；级联型buck-boostAC_DC变换器控制图如图12所示。通过与现有控制方法的对比，可总结出本发明具有以下优势(I)在双电压、双电流环控制方案以及单电压环、双电流环控制方案中，升-降压变换器的两个开关管始终工作在高频开关状态，将导致较高的开关损耗，影响系统效率，而这里提出的新型组合控制方案采用升压、降压分时段控制，不存在两个开关管同时工作在闻频状态的情况，降低了开关损耗；(2)对于级联型boost-buck变换器，采用新型组合控制本方案时，升压阶段中间级电压端电压等于输出电压，在降压阶段，中间电容的端电压为输入电压，即中间电容电压始终为输入电压、输出电压中较大一个。而采用双电压、双电流环控制方案以及单电压环、双电流环控制方案时，不论升压还是降压阶段，中间电容电压都必定既大于输入电压最大值，也大于输出电压。因此，采用新型组合控制方案可以降低开关管的电压应力；(3)传统的一路载波调制方案、双载波调制方案实现了前后级变换器的分时工作，避免了两个开关管都工作在高频开关状态，但是在升压、降压阶段都采用了平均电流控制技术。平均电流控制技术在升压变换器的控制中得到了广泛应用，也取得了良好的控制效果，但该技术在降压型变换器的控制中则很少采用，原因在于电流控制器的设计较为困难，容易导致系统不稳定，而实际上，在降压型变换器控制领域，已经有公认更为有效的电流控制技术，例如电荷控制方案。因此一路载波调制方案、双载波调制方案实际上是以boost阶段的电流控制为主，客观上忽视buck阶段控制效果的控制方案。本发明提出的新型组合控制方案考虑了升压、降压阶段变换器结构，及其电流控制方面的客观差异，确保了系统在升压和降压阶段都能匹配到更有效的电流控制技术。综上，本文提出的新型组合控制方案可以避免级联型升降压变换器(DC-DC和AC-DC)的两个开关管同时工作在高频状态，降低系统损耗，还可以确保在升压、降压阶段都匹配更有效的电流控制技术，实现良好的输入、输出性能。
权利要求
1.级联型升降压变换器输入侧电流控制方法，其特征在于根据级联型变换器输入电压与输出电压的比较结果，选择电流控制方案，具体包括如下步骤步骤I，采集级联型升降压变换器输出电压，用比较器求得级联型升降压变换器输出电压参考值与输出电压采样值的差值；步骤2，利用步骤I所述的差值计算得到输入侧电流参考值，再比较级联型升降压变换器的输入电压与输出电压当级联型升降压变换器输入电压小于输出电压时，进入步骤3 ；当级联型升降压变换器输入电压大于或者等于输出电压时，进入步骤4 ；步骤3，使降压变换器部分的开关管始终导通，升压变换器的开关管工作在高频状态， 利用第一种电流控制方法得到升压变换器部分的开关管的导通占空比，实现输入电流对参考电流的跟踪；步骤4，使升压变换器部分的开关管始终关断，降压变换器的开关管工作在高频状态， 利用第二种电流控制方法得到降压变换器部分的开关管导通占空比，实现输入电流对参考电流的跟踪。
2.根据权利要求1所述的级联型升降压变换器输入侧电流控制方法，其特征在于步骤 3中所述的第一种电流控制方法为适用于boost变换器的电流控制方法。
3.根据权利要求2所述的级联型升降压变换器输入侧电流控制方法，其特征在于步骤 4中的所述的第二种电流控制方法为适用于buck变换器的电流控制方法。
全文摘要
本发明公开了级联型升降压变换器输入侧电流控制方法，属于电力电子技术领域。所述控制方法在比较变换器输入电压以及输出电压基础上完成控制在输入电压小于输出电压时，降压变换器开关管恒导通，采用第一种电流控制方案，得到升压变换器开关管的导通占空比；在输入电压大于或者等于输出电压时，升压变换器开关管恒关断，采用第二种电流控制方案，得到降压变换器开关管的导通占空比。本发明不仅可以避免级联型升降压变换器的两个开关管同时工作在高频状态，降低系统损耗，还可以确保在升压、降压阶段都匹配更有效的电流控制技术，实现良好的输入、输出性能。
文档编号H02M3/155GK103036431SQ201210495700
公开日2013年4月10日 申请日期2012年11月28日 优先权日2012年11月28日
发明者毛鹏, 王伟健 申请人:南京信息工程大学