专利名称：高侧降压变换电路的控制电路和控制方法
技术领域：
本发明涉及电路领域。更具体地，本发明涉及高侧降压变换电路的控制电路和控制方法。
背景技术：
在高电压降压变换电路(buck)应用中，开关节点处存在大的电压波动。因此，buck控制电路需要承受高的开关电压和BST (自举电压)，这使得buck控制电路芯片难以设计。为了克服这个问题，可以通过将buck控制电路的参考地设计为buck变换电路的开关节点来将buck变换电路设计成高侧buck变换电路。但是，这样的高侧buck变换电路也有缺陷，即该高侧buck变换电路的输出的接地参考与buck控制电路的接地参考不同。当在高侧buck变换电路的输出反馈与buck控制 电路之间进行通信时，无法直接采样输出信号。在现有技术中，提出了一些方案来克服上述问题。图I示出了根据现有技术的用于克服上述问题的COT (恒定导通时间)系统。图I所示COT系统中通过采用感测电容器来解决上述问题。如图I所示，该COT系统100包括第一比较器110，该第一比较器110的反相输入端接收反馈信号VFB，同相输入端接收参考信号VKEF，其输出端连接至RS触发器120的置位端S。RS触发器120的复位端R连接至第二比较器130的输出端，而其输出Q连接到上开关管M1的控制端。其中，RS触发器120和第二比较器130组成恒定导通时间信号产生器。在以下，将上开关管M1简称为上管M1，其可以是三极管、MOS管等器件。这里，不失一般性，假定上管M1为NPN三极管，并且RS触发器120的输出Q连接到上管M1的基极，该系统100的输入Vin连接到上管M1的集电极。第二比较器130的同相输入端连接到上管M1的发射极，反相输入端接收峰值电流参考Iprak KEF。另外，该上管M1的发射极还连接输出电阻R3的一端，该输出电阻R3的另一端连接到作为下开关管的二极管D1的阴极(在以下，将下开关管01简称为下管D1),而二极管D1的阳极接地。在二极管D1的阴极与地之间串联连接输出电感器L、输出电容器Co。在输出电感器L和输出电容器Co之间得到系统100的输出V()UT。此外，在该系统100中，在系统输出Vtm与地之间，还串联连接有组成感测器的感测二极管D2和感测电容器C2，其中感测二极管的阳极连接到系统输出VOTT。此外，在感测二极管的阴极和感测电容器C2的连接点与地之间，串联连接有反馈电阻R1和电阻R2，它们组成一个反馈回路，用于得到一个感测信号(感测电容器C2上的电压)的反馈信号VFB(电阻R1和电阻R2之间的电压)，该反馈信号Vfb被输送至第一比较器110的反相输入端。系统100工作时，当反馈信号Vfb低于参考信号Vkef时,第一比较器110输出为高，从而置位RS触发器120,使其输出Q为闻。此闻的输出Q将上开关管M1导通、下开关管D1关断，从而使系统100通过上管Mp电阻R3、输出电感器L，输出电容器Co和感测电容器C2进行充电操作，使得系统100的输出Vciut和感测电容器C2上的感测电压Vsense升高。当感测电压Vsense升高至使得反馈信号Vfb高于参考信号Vkef时，第一比较器110输出为低，进而RS触发器120的置位端S为低，其输出Q保持原来的状态。另外，随着充电的进行，流过上管Ml的电流逐渐增大。当电流大于峰值电流参考Ipeak EEF时，第二比较器130输出一个高电平，进而对RS触发器120进行复位，从而使得RS触发器120的输出Q变低。此低的输出Q使得系统100的上开关管M1关断。同时，通过下管D1、输出电感器L，输出电容器C。和感测电容器C2,继续进行充电操作。也就是说，此时，下管D1导通。不过，此时的充电电流是逐渐下降的。当充电电流变得为零后，下管D1关断，系统100开始放电。更具体地，感测电容器C2经由电阻R1和R2放电，输出电容器C。经由感测二极管D2、电阻R1和R2放电。随着放电的进行，电压VOTT、Vsense以及Vfb都逐渐下降。当Vfb下降到低于参考电压Vkef时，第一比较器110输出为高，从而置位RS触发器120，使其输出Q为高，系统100开始一个新周期。可以通过简单地考虑感测电容器C2为一增益与时间常数成比例的电压-关闭时 间放大器，来分析该系统100。对于图I所示系统100来说，如果电压-关闭时间放大器的增益不能足够大，那么系统将会有相当大的误差。不幸地是，在该系统100中，感测电容器C2的增益不能很大。因为增益越大，即时间常数越大，则意味着信号幅度越小，而小的信号幅度将使得系统100容易受到噪声的影响。另外，对于系统本身来说，因为感测电容器C2的电压Vsense并不是总是等于系统的输出电压Vott，如果其时间常数太大，超过输出电容器Ctj的时间常数，那么感测电容器C2不能每个周期刷新和感测输出电压Vott，将造成该系统无法正确工作。因此，上面的分析表明了感测电容器C2的时间常数不能太大，这就造成图I所示系统的负载调节能力较差。在重载情况下，该系统的输出电压较低，而在轻载情况下，该系统的输出电压较闻。
发明内容
本发明提出了一种方案，以解决上述系统差的负载调节问题。根据本发明的一个方面，提出了一种高侧降压变换电路的控制电路，包括感测器，用于感测该变换电路的输出信号，以提供一个感测信号；感测窗口信号产生器，用于产生感测窗口信号；误差放大器，用于在感测窗口期间，放大所述感测信号的反馈信号与参考信号之间的误差，并输出一个误差信号；第一比较器，用于比较所述误差信号和所述反馈信号，并输出第一比较信号；以及导通时间信号产生器，用于根据所述第一比较信号，产生一个导通时间信号，以控制所述变换电路的上下开关管的导通和关断。根据本发明的另一个方面，提出了一种高侧降压变换电路的控制方法，包括感测该变换电路的输出信号，以提供一个感测信号；产生感测窗口信号；在感测窗口期间，放大所述感测信号的反馈信号与参考信号之间的误差，并得到一个误差信号；比较所述误差信号和所述反馈信号，以得到第一比较信号；以及根据所述第一比较信号，产生一个导通时间信号，以控制所述变换电路的上下开关管的导通和关断。根据本发明，能很好地进行负载调节。
通过以下结合附图的说明，并且随着对本发明的更全面了解，本发明的其他目的和效果将变得更加清楚和易于理解，其中图I示出了根据现有技术的C0T(恒定导通时间)系统；图2示出了根据本发明的一个实施方式的COT系统；图3示出了根据本发明的一个实施方式的感测窗口产生电路300 ；图4示出了在图3中所示的感测窗口产生电路300中相应端点处的信号；图5示出了根据本发明的一个实施方式的高侧降压变换电路的控制方法的流程图。
在所有的上述附图中，相同的标号表示具有相同、相似或相应的特征或功能。
具体实施例方式以下将结合附图详细描述本发明的具体实施方式
。图2示出了根据本发明的一个实施方式的COT系统200。与图I中所示的COT系统100相比，图2所示的COT系统200增加了一个回路。更具体地，COT系统200包括一个误差放大器210，在其输出处并联有一个补偿电容器C3。在图2所示实施方式中，误差放大器210是一个跨导型放大器，当然，本领域的技术人员应该理解，在本发明中，其他类型的误差放大器也是适用的。在系统200中，反馈信号Vfb被输入至误差放大器210的反相输入端和第一比较器110的反相输入端。误差放大器210的同相输入端接收参考信号VKEF。此外，误差放大器210的输出端连接至第一比较器110的同相输入端。在图2所示实施方式中，误差放大器210的反相输入端连接至由R1和R2组成的分压网络以接收反馈电压Vfb，然而，本领域的技术人员应该理解，在其它实施方式中，误差放大器210的反相输入端亦可连接至感测电容器C2的非接地端。该误差放大器210在下管D1导通(也就是说，上管M1关闭)一段时间后，对感测电容器C2上的电压感测一段时间，下面，将该段时间称为“感测窗口 ”。在本发明的一个实施方式中，该“感测窗口 ”同样结束于所述上开关管M1关断一段时间之后。当禁用误差放大器210时，误差放大器210输出电流为零。当启用误差放大器210时，它将感测其输入端的误差，并且将误差转化成一个电流信号输出。在非感测窗口期间，误差放大器210被禁用，在被禁用期间，该器件的输出电流为O，即成为高阻状态。只是在感测窗口期间，其被启用。图3示出了根据本发明的一个实施方式的感测窗口产生电路300。如图3所示，该感测窗口产生电路300包括两个比较器310和320、一个非门330、一个与门340、两个电流源350-1和350-2、两个电容器360-1和360-2以及两个开关370-1和 370-2。其中比较器310的输出直接连接到与门340的输入，而比较器320的输出连接到非门330的输入，而非门330的输出连接到与门340的另一个输入。比较器310和比较器320的反相输入端连接到同一个参考电压VREF3。比较器310的同相输入端连接到电流源350-1的输出端，其中该电流源350-1的输出端与接地之间还并联连接有电容器360-1和开关370-1。类似地，比较器320的同相输入端连接到电流源350-2的输出端，其中该电流源350-2的输出端与接地之间还并联连接有电容器360-2和开关370-2。而电流源350-1和350-2的输入端连接到电压VC3。图2中所示RS触发器120的输出Q用来控制开关370-1和开关370-2，而与门340的输出提供图2中所示的感测窗口信号。当输出Q为高时，也就是说，当图2中的M1导通时，开关370-1和开关370_2导通，此时，电容器360-1和360-2分别通过开关370-1和开关370-2放电，因此比较器310和320的同相输入端都小于反相输入端，因此它们的输出都为低电平，从而与门340的输出也为低电平，从而误差放大器210被禁用。当输出Q为低时，也就是说，当图2中的M1关闭时，开关370-1和开关370_2断开，此时，电流源350-1和电流源350-2分别对电容器360-1和360-2充电，因此比较器310和320的同相输入端的电压都逐渐增大。通过选择电容器360-1和360-2的电容值，可以使得 电容器360-1上的电压的上升速度比电容器360-2上的电压的上升速度要快，从而比较器310的同相输入端的电压大于反相输入端的电压的时间，要早于比较器320的同相输入端的电压大于反相输入端的电压的时间，其中当比较器310和320的同相输入端的电压大于反相输入端的电压时，它们分别输出高电平。由于比较器320的输出通过非门330连接到与门340，而比较器310的输出直接连接到与门340，因此，只有当比较器310的输出为高，而比较器320的输出为低时，与门340才输出高电平，从而误差放大器210被启用。综上所述，可以理解，比较器310的同相输入端的电压大于反相输入端的电压的时间与比较器320的同相输入端的电压大于反相输入端的电压的时间之间的差值，就是感测窗口的持续时间，这可以通过选择电容器310和电容器320的电容值来实现。另外，可以通过选择电容器310和电容器320的电容值来实现感测窗口的开始时间。图4示出了在图3中所示的感测窗口产生电路300中相应端点处的信号。其中，4a示出了控制开关370-1和370_2的导通和关闭的信号；4b示出了比较器310的输出端的信号；4c示出了比较器320的输出端的信号；4d示出了感测窗口产生电路的输出信号。系统200工作时，当反馈信号Vfb低于误差放大器210的补偿电容器C3上的电压(该电压与误差放大器210的输出电流有关,而误差放大器210的输出电流与反馈信号Vfb和参考信号Vkef之间的差相关)时，第一比较器110输出为高,从而置位RS触发器120,使其输出Q为高。此高的输出Q将上开关管M1导通、下开关管D1关断，从而使系统200通过上管M1、输出电阻R3、输出电感器L，输出电容器Co和感测电容器C2进行充电，使得系统200的输出Vtot和感测电容器C2上的感测电压Vsense升高。当感测电压Vsense升高至使得反馈信号Vfb高于误差放大器210的补偿电容器C3上的电压时,第一比较器110输出为低,进而RS触发器120的置位端S为低，其输出Q保持原来的状态。顺便说一下，在非感测窗口期间，误差放大器210被禁用，误差放大器210输出电流为零，此时误差放大器210的补偿电容器C3上的电压不变。另外，随着充电的进行，流过上管M1的电流逐渐增大。当电流大于峰值电流参考Ipeak EEF时，第二比较器130输出一个高电平，进而对RS触发器120进行复位，从而使得RS触发器120的输出Q变低。此低的输出Q使得系统200的上开关管M1关断。同时，通过下管D1、输出电感器L、输出电容器Co和感测电容器C2进行充电。不过，此时的充电电流是逐渐下降的。也就是说，此时，下管D1导通。当充电电流变得为零后，下管D1关断，系统200开始放电。更具体地，感测电容器C2经由电阻R1和R2放电,输出电容器Co经由感测二极管D2、电阻R1和R2放电。随着放电的进行，电压V.Vsense以及Vfb都逐渐下降。当Vfb下降到低于误差放大器210的补偿电容器C3上的电压时,第一比较器110输出为高,从而置位RS触发器120,使其输出Q为高，系统200开始一个新周期。在该实施方式中，将感测电容器C2在感测窗口内的电压调节到所希望的值，而不是如在现有技术中的那样，调节感测电容器C2的电压的谷值或平均值。因此，能够解决在背景技术部分中所指出的现有技术中存在的系统输出负载调节能力较差的技术问题。更具体地，通过调整感测窗口的定时，系统输出负载调整率可以很小。
例如,假定对于具有50kHz最大开关频率的系统,系统输出电压Vtot的最大滚降速度为 5mV/us。因此,在Vsense节点,可以设计取20mV/uS的滚降速度，以预留足够的余量。假定系统工作在DCM (非连续电流模式)，并且峰值电流保持恒定，那么开关频率与负载成比例。因此，如果负载下降到满载的1/10，那么系统的开关频率将下降到5kHz，这是一个非常低的值，并且因此上管M1的关闭时间将为1/5000 = 200uS。因此，Vsense的值将下降200usX20mV/us = 4V，输出电压会升高4V。如果输出电压被设计为典型为12V，那么根据现有技术，负载调整率将达到4/12= 33%。这是非常大的负载调整率。通过在上管M1关断后，提供4us的感测窗口，那么系统将最终将输出电压调节到12V+4usX20mV/us = 12. 08V，负载调整率下降到 O. 08/12 = O. 6%0本领域的技术人员应该理解，本发明的电压调整方案并不局限于如图2所示的COT系统。更一般地，本发明的电压调整方案也适用于不是恒定导通时间的系统。另外，图2所示的COT系统200中的下管D1也可以是三极管或MOS管。另外，图2所示的COT系统200中的第二比较器130，可以用恒定时间计时器来代替。另外，在本发明的其他实施方式中，图2所示的COT系统200还可以包括最小关断时间电路、与门等。另外，在本发明的其他实施方式中，图2所示的感测器可以不包括感测二极管D2。另外，在本发明的其他实施方式中，除了图3所示的感测窗口产生电路之外，还可以采用其他的感测窗口产生电路。图5示出了根据本发明的一个实施方式的高侧降压变换电路的控制方法的流程图。如图5所示，该方法500包括步骤S510，感测该变换电路的输出信号，以提供一个感测信号；步骤S520，产生感测窗口信号；步骤S530，在感测窗口期间，放大所述感测信号的反馈信号与参考信号之间的误差，并得到一个误差信号；步骤S540比较所述误差信号和所述反馈信号，以得到第一比较信号；以及步骤S550，根据所述第一比较信号，产生一个导通时间信号，以控制所述变换电路的上下开关管的导通和关断。在本发明的一个实施方式中，所述感测窗口开始于变换电路的上开关管关闭一段时间之后，并持续特定的时间。应当注意，为了使本发明更容易理解，上面的描述省略了对于本领域的技术人员来说是公知的、并且对于本发明的实现可能是必需的更具体的一些技术细节。本领域的技术人员还应当理解，本发明不限于上面所描述的步骤，本发明也包括对上面所描述的步骤进行的组合、顺序变换等。本发明的最终范围由所附的权利要求限定。选择并描述实施方式是为了更好地解释本发明的原理及其实际应用，并使本领域普通技术人员明白，在不脱离本发明实质的前提下，所有修改和变更均落入由权利要求所 限定的本发明的保护范围之内。
权利要求
1.一种高侧降压变换电路的控制电路，包括 感测器，用于感测该变换电路的输出信号，以提供一个感测信号； 感测窗口信号产生器，用于产生感测窗口信号； 误差放大器，用于在感测窗口期间，放大所述感测信号的反馈信号与参考信号之间的误差，并输出一个误差信号； 第一比较器，用于比较所述误差信号和所述反馈信号，并输出第一比较信号；以及 导通时间信号产生器，用于根据所述第一比较信号，产生一个导通时间信号，以控制所述变换电路的上下开关管的导通和关断。
2.根据权利要求I所述的控制电路， 其中所述感测器包括感测电容器和感测二极管，其中所述感测电容器连接在地和感测二极管的阴极之间，该感测二极管的阳极连接到该变换电路的输出端。
3.根据权利要求I所述的控制电路， 其中所述误差放大器是跨导类型误差放大器，在其输出与地之间具有一个补偿电容器。
4.根据权利要求I所述的控制电路， 其中所述导通时间信号产生器为恒定导通时间信号产生器，所述恒定导通时间信号产生器包括逻辑电路，用于根据所述第一比较信号，来产生恒定导通时间信号。
5.根据权利要求4所述的控制电路， 其中所述逻辑电路为RS触发器，所述导通时间信号产生器包括第二比较器，RS触发器的S端接收所述第一比较信号，其R端接收第二比较信号，第二比较信号由第二比较器通过比较变换电路的上开关管导通时流过所述上开关管的电流与峰值电流参考而产生，而其Q端输出所述恒定导通时间信号，以控制所述变换电路的上下开关管的导通和关断。
6.根据权利要求I所述的控制电路， 其中在所述反馈信号低于所述误差信号时，所述第一比较器输出的比较信号发生转变，使得所述导通时间信号产生器产生一个导通时间，其中在所述导通时间期间，所述上开关管导通，下开关管关断；在所述导通时间结束后，所述上开关管关断，所述下开关管导通。
7.根据权利要求I所述的控制电路，其中所述上开关管是一个三极管或MOS管，所述下开关管是一个二极管。
8.根据权利要求I所述的控制电路，其中所述感测窗口开始于变换电路的上开关管关闭一段时间之后，并持续特定的时间。
9.根据权利要求8所述的控制电路，其中所述感测窗口同样结束于所述变换电路的上开关管关闭一段时间之后。
10.一种高侧降压变换电路的控制方法，包括 感测该变换电路的输出信号，以提供一个感测信号； 产生感测窗口信号； 在感测窗口期间，放大所述感测信号的反馈信号与参考信号之间的误差，并得到一个误差信号； 比较所述误差信号和所述反馈信号，以得到第一比较信号；以及 根据所述第一比较信号，产生一个导通时间信号，以控制所述变换电路的上下开关管的导通和关断。
11.根据权利要求10所述的方法， 其中所述感测窗口开始于变换电路的上开关管关闭一段时间之后，并持续特定的时间。
12.根据权利要求11所述的方法，其中所述感测窗口同样结束于所述变换电路的上开关管关闭一段时间之后。
全文摘要
本发明提出了一种高侧降压变换电路的控制电路，包括感测器，用于感测该变换电路的输出信号，以提供一个感测信号；感测窗口信号产生器，用于产生感测窗口信号；误差放大器，用于在感测窗口期间，放大所述感测信号的反馈信号与参考信号之间的误差，并输出一个误差信号；第一比较器，用于比较所述误差信号和所述反馈信号，并输出第一比较信号；以及导通时间信号产生器，用于根据所述第一比较信号，产生一个导通时间信号，以控制所述变换电路的上下开关管的导通和关断。根据本发明的变换电路能很好地进行负载调节。
文档编号H02M3/10GK102801306SQ20121029653
公开日2012年11月28日 申请日期2012年8月14日 优先权日2012年8月14日
发明者李伊珂, 许力, 王锐 申请人:成都芯源系统有限公司