专利名称：一种同步整流控制电路以及应用其的开关电源的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及同步整流控制领域，更具体的说，涉及一种同步整流控制电路以及应用其的开关电源。
背景技术：
反激变换器由于其电路简单、输入输出电压隔离、成本低、空间要求少等优点而得到了广泛的应用，但是当其输出电流较大、输出电压较低时，传统反激变换器的次级整流二极管通态损耗和反向恢复损耗大，效率较低，因此采用同步整流技术，采用通态电阻极低的MOSFET功率管来取代整流二极管，能够很好提高整个变换器的转换效率。通常采用的同步整流控制方法如图I所示当所述反激式变换器的原边侧关断时，检测到所述同步整流管的漏源电压信号Vds发生陡降，在其降至零伏电压以下一定电位，通常为数百毫伏，达到阈值Vhi时，所述同步整流管的控制信号Gate为高电平控制其导通；在所述漏源电压信号Vds逐渐由负电压向零伏电压上升的过程中，当其电位达到设定的关断阈值Vh2时，则信号Gate变为低电平以控制所述同步整流管关断。为了防止所述漏源电压信号Vds陡降至阈值Vm后发生振荡从而导致所述同步整流管的误关断，因此设定一最小导通时间Tmin.m。由此带来的问题是当所述漏源电压信号Vds达到设定的关断阈值时，如果不满足最小导通时间条件，所述同步整流管仍会保持导通，如图中A时刻到t2时刻的周期内，由于原边传输的电能有限，导致副边电流Is在最小导通时间内下降至负值，负电流的出现会造成整个电路的转换效率下降。目前常用的解决方法为控制所述同步整流管在出现负电流的下一个开关周期内关断，即图中t2时刻到t3时刻的周期中无Gate信号，所述同步整流管保持关断。虽然这种方法能够防止副边继续出现负电流，但可以看出由于控制所述同步整流管的关断是在出现负电流的下个开关周期，因此副边电流Is的波形中存在的负电流不可能完全消失。
发明内容
有鉴于此，本发明的目的在于提供一种同步整流控制电路以及应用其的开关电源，以解决现有技术中为满足同步整流开关管的最小导通时间导致出现副边负电流的问题。依据本发明一实施例的一种同步整流控制电路，应用于一反激式变换器中，包括，第一控制电路，接收所述反激式变换器的同步整流开关管的漏源电压信号和所述反激式变换器的输出电压，并根据所述反激式变换器的原边功率开关管的导通时间，产生第一控制信号；所述第一控制信号与所述原边功率开关管的导通时间和所述反激式变换器的原边输入电压成正比例关系；第二控制电路，接收所述漏源电压信号以产生第二控制信号；在所述原边功率开关管关断时刻所述第一控制信号大于阈值信号时，在所述原边功率开关管再次导通前，所述第二控制信号控制所述同步整流开关管的开关动作；
在所述原边功率开关管关断时刻所述第一控制信号小于阈值信号时，在所述原边功率开关管再次导通前，所述同步整流开关管不动作；其中，所述阈值信号的数值为所述同步整流开关管的最小导通时间对应的第一控制信号的数值。进一步的，所述第一控制电路包括一使能信号发生电路，用以根据所述第一控制信号和所述阈值信号产生一使能信号；所述使能信号有效时，所述第二控制信号控制所述同步整流开关管的开关动作；所述使能信号无效时，所述同步整流开关 管不动作。进一步的，所述使能信号发生电路包括比较电路，时钟信号发生电路和触发电路；所述比较电路用以比较所述第一控制信号和所述阈值信号以输出一比较信号；所述时钟信号发生电路接收所述漏源电压信号和所述输出电压，以输出一时钟信号;所述触发电路接收所述时钟信号和比较信号，在所述时钟信号的上升沿时刻输出所述比较信号作为所述使能信号。进一步的，所述第一控制电路包括一斜坡信号发生电路，所述斜坡信号发生电路接收所述漏源电压信号、所述输出电压以及所述时钟信号，据此产生一斜坡信号作为所述
第一控制信号。优选的，所述斜坡信号发生电路包括由电压控制电流源和第一电容组成的充电电路和第一开关管； 所述电压控制电流源的输入电压为所述漏源电压信号和所述输出电压的差值，其输出电流与其输入电压成比例关系；所述时钟信号控制所述第一开关管的开关动作，以控制所述充电电路的充放电动作；所述第一电容电压为所述第一控制信号。优选的，所述时钟信号经过一延时电路处理后控制所述第一开关管的开关动作。进一步的，所述比较电路包括一第一比较器，其同相输入端接收所述斜坡信号，反相输入端接收所述阈值信号，输出端输出所述比较信号。进一步的，所述时钟信号发生电路包括第二比较器，其同相输入端接收所述输出电压信号，反相输入端接收所述漏源电压信号，输出端输出所述时钟信号。依据本发明一实施例的一种开关电源，包括前述的任一项同步整流控制电路，并进一步包括变压器，其具有原边绕组和副边绕组，用以将接收的输入电源向副边侧传递；原边功率开关管，其与所述原边绕组串联，用以控制所述原边绕组接收所述输入电源的电能；原边控制电路，用以控制所述原边功率开关管的开关动作；同步整流开关管，其与所述副边绕组串联，所述同步整流控制电路控制其开关动作以将副边侧接收的电能转换为一定的输出电压。优选的，所述开关电源的工作方式包括电流连续模式、电流断续模式或准谐振模式。
经由上述的技术方案可知，与现有技术相比，依据本发明的同步整流控制电路，在原边功率开关管的导通区间内即能判断出同一开关周期内同步整流开关管的导通时间是否满足最小导通时间要求，并据此控制该开关周期内同步整流开关管是否导通，从而彻底杜绝了副边负电流的出现，节省电能，大大提高了整个电源电路的转换效率。
图I所示为现有的一种同步整流控制方法的示意图；图2所示为图I中的同步整流控制方法的工作波形图；图3所示为依据本发明的一种同步整流控制电路的第一实施例的电路图；图4所示为依据本发明的一种同步整流控制电路的第二实施例的电路图；图5所示为图4所示实施例工作在QR模式下的工作波形图；图6所示为图4所示实施例工作在CCM模式下的工作波形图；图7所示为图4所示实施例工作在DCM模式下的工作波形图；图8所示为依据本发明一实施例的开关电源的电路图。
具体实施例方式以下结合附图对本发明的几个优选实施例进行详细描述，但本发明并不仅仅限于这些实施例。本发明涵盖任何在本发明的精髓和范围上做的替代、修改、等效方法以及方 案。为了使公众对本发明有彻底的了解，在以下本发明优选实施例中详细说明了具体的细节，而对本领域技术人员来说没有这些细节的描述也可以完全理解本发明。参考图3，所示为依据本发明的一种同步整流控制电路的第一实施例的电路图。所述同步整流控制电路应用于一反激式变换器，以控制同步整流开关管SR的开关动作，其包括第一控制电路和第二控制电路；其中，所述第一控制电路，接收所述反激式变换器的同步整流开关管的漏源电压信号Vds和所述反激式变换器的输出电压V。，并根据所述反激式变换器的原边功率开关管Sm的导通时间，产生第一控制信号；所述第一控制信号Vmp与所述原边功率开关管Sm的导通时间和所述反激式变换器的原边输入电压Vin成正比例关系；所述第二控制电路，接收所述漏源电压信号Vds和以产生第二控制信号Gate ； 在所述原边功率开关管Sm关断时刻所述第一控制信号大于阈值信号Vth时，在所述原边功率开关管Sm再次导通前，所述第二控制信号Gate控制所述同步整流开关管SR的开关动作；在所述原边功率开关管Sm关断时刻所述第一控制信号小于阈值信号Vth时，在所述原边功率开关管Sm再次导通前，所述同步整流开关管SR不动作；其中，所述阈值信号Vth的数值为所述同步整流开关管的最小导通时间对应的第一控制信号的数值。本实施例中，所述第一控制电路具体包括一斜坡信号发生电路301和使能信号发生电路302。所述斜坡信号发生电路301接收所述漏源电压信号Vds、所述输出电压V。以及时钟信号CLK，据此产生一与原边功率开关管Sm的导通时间和所述反激式变换器的原边输入电压Vin成正比例关系的斜坡信号Vramp作为所述第一控制信号。所述使能信号发生电路302用以根据所述第一控制信号Vramp和所述阈值信号Vth产生一使能信号EN ;所述使能信号EN的状态决定了所述第二控制信号Gate能否控制所述同步整流开关管SR的开关动作。在所述原边功率开关管Sm关断时刻所述第一控制信号Vmp大于阈值信号Vth时，在所述原边功率开关管Sm再次导通前，所述 使能信号EN必须为有效状态，才能保证所述第二控制信号Gate能够控制所述同步整流开关管SR的开关动作；在所述原边功率开关管Sm关断时刻所述第一控制信号Vmp小于阈值信号Vth时，在所述原边功率开关管Sm再次导通前，所述使能信号EN必须为无效状态，以保证所述同步整流开关管SR不动作。为实现以上功能，所述使能信号发生电路302包括比较电路303、时钟信号发生电路304和触发电路305 ;其中所述比较电路303用以比较所述第一控制信号和所述阈值信号Vth以输出一比较
信号;所述时钟信号发生电路304接收所述漏源电压信号Vds和所述输出电压V。，以输出所述时钟信号CLK ；所述触发电路305接收所述时钟信号和比较信号，在所述时钟信号CLK的上升沿时刻输出所述比较信号作为所述使能信号EN。由以上可以看出，依据本发明的同步整流控制电路，在原边功率开关管Sm导通区间内即能判断出同一开关周期内同步整流开关管SR的导通时间是否满足最小导通时间要求，并根据判读的结果控制该开关周期内同步整流开关管能否导通，从而彻底杜绝了副边负电流的出现，节省电能，大大提高了整个电源电路的转换效率。其中所述第二控制电路的实现可以为任何合适的电路结构，均在本发明的保护范围之内，也可以采用背景技术中所介绍的Gate信号的产生方法，在此不再赘述。参考图4，所示为依据本发明的一种同步整流控制电路的第二实施例的电路图；其在图3所示实施例的基础上详细介绍了斜坡信号发生电路301和使能信号发生电路302中各部分电路的实现方法和工作原理。其中所述斜坡信号发生电路301具体包括由电压控制电流源和第一电容C1组成的充电电路和第一开关管S1 ；所述电压控制电流源的输入电压为所述漏源电压信号Vds和所述输出电压信号V。的差值，其输出电流与其输入电压成比例关系；所述时钟信号CLK控制所述第一开关管S1的开关动作，以控制所述充电电路的充放电动作，所述第一电容C1两端的电压Vmp (斜坡信号)作为所述第一控制信号。所述使能信号发生电路302中的比较电路303包括一第一比较器401，其同相输入端接收所述第一控制信号(斜坡信号Vmp)，反相输入端接收所述阈值信号Vth，输出端输出所述比较信号。所述时钟信号发生电路304包括第二比较器402，其同相输入端接收所述输出电压信号V。，反相输入端接收所述漏源电压信号Vds，输出端输出所述时钟信号CLK。所述触发电路305包括一 D触发器，其中D输入端接收所述比较信号，由时钟信号CLK控制比较信号的输出时刻，以得到所述使能信号EN。由图中可以看出当所述时钟信号CLK跳变为高电平时，第一开关管S1导通，所述第一比较器401接收的斜坡信号Vramp立刻被拉低，为了防止此时第一比较器401来不及发生跳变其输出结果即由D触发器输出，所述时钟信号CLK经过一延时电路DLY处理后再控制所述第一开关管S1的开关动作。依据本发明的同步整流控制电路所应用的场合可以为电流连续模式(CCM),电流断续模式(DCM)或准谐振(QR)模式，在本实施例中以准谐振模式为例，参照图5所示的工作波形图具体说明其工作原理。在此用k表示所述电压控制电流源的输出电流与输入电压的比例关系，则其输出电流I由下式表示 I =k (Vds-V0)(I)其中在原边功率开关管Sm导通期间，所述漏源电压信号=i +G，其中n为
n
反激式变换器中原边和副边的匝数比；可以得到下式Vin=Ii(Vds-V0)(2)而通过对以上式(I)和式(2)的推导可知对第一电容C1充电的电流值I与所述原边输入电压Vin成一定的比例关系。而从电路关系以及工作波形图中可以明显的看出，当所述原边功率开关管Sm导通时，所述漏源电压信号Vds大于所述输出电压信号V。，所述第二比较器402输出的所述时钟信号CLK为低电平，经过一段延迟时间后控制所述第一开关管S1关断，所述电压控制电流源的输出电流I开始对第一电容C1进行充电，因此所述第一电容C1的充电时间近似为原边功率开关管Sm的导通时间，相应的，所述斜坡信号Vmp由式(3)表示，即所述斜坡信号Vrafflp (第一控制信号)表征了所述原边输入电压Vin与原边功率开关管Sm的导通时间的乘积
「 ， ,， k{Vds-K)tonVmm =----V 3 )
C1而当所述原边功率开关管Sm导通时，原边的电流峰值/其中Lm为等效的原边激磁电感；而副边电流峰值则可以表示为如下式所示
ZLX/
卞rnxK xtnonzs—pk = //X /p.pk = ^^~-■ = ^( 4 )
1 #可以推导出副边同步整流开关管SR的导通时间T的表达式为T— P Ff —^S,,on( 5 )
K'由此可以推导出副边同步整流开关管SR的导通时间T与所述原边输入电压Vin与原边功率开关管Sm的导通时间tm的乘积有一定的比例关系。由式(3)和式(5)可以看出所述斜坡信号Vmp (第一控制信号)表征了所述同步整流开关管SR的导通时间T。而将所述阈值信号Vth设置为所述同步整流开关管的最小导通时间对应的第一控制信号的数值。由以上可以看出在所述原边功率开关管关断时刻，通过比较所述斜坡信号Vmp(第一控制信号)与所述阈值信号Vth，能够判断出在所述原边功率开关管再次导通前，如果开通所述同步整流开关管是否会出现负电流。从图5中可以看出在&时刻至&时刻的一个开关周期内，在原边功率开关管Sm关断时刻，所述斜坡信号Vmp (第一控制信号)上升至大于所述阈值信号Vth，表明此开关周期中，如果控制所述同步整流开关管SR导通，其导通时间大于所述最小导通时间，即当原边功率开关管Sm关断，所述副边电流Is将不会降为负电流，因此在原边功率开关管Sm关断时刻，所述漏源电压信号Vds陡降至小于所述输出电压信号V。，此时所述时钟信号CLK出现上升沿，所述第一比较器401的输出为高电平信号，所述D触发器将其输出作为所述使能信号EN。因此在这个开关周期内，由于使能信号EN的作用，所述第二控制信号Gate控制所述同步整流开关管导通。而在&时刻至t2时刻的开关周期内，在原边功率开关管Sm的关断时刻，所述斜坡信号Vmp (第一控制信号)并未上升至所述阈值信号Vth，表明这个开关周期中，如果控制所述同步整流开关管SR导通，其导通时间将小于所述最小导通时间，副边将出现负电流。因此所述第一比较器401的输出时钟为低电平信号，相应的所述使能信号EN始终为低电平，控制所述同步整流开关管SR保持关断，所述副边电流Is由于所述同步整流开挂管的等效二极管的续流作用下降至零，彻底的杜绝了负电流的产生。从t2时刻至t3时刻的开关周期内同样如此。由图4所示实施例可以看出，依据本发明的同步整流控制电路，控制电容的充电电流随所述漏源电压信号Vds与输出电压信号V。的差值变化，而充电时间近似为原边功率开关管Sm的导通时间，继而得到一与所述原边功率开关管的导通时间和所述反激式变换器的原边输入电压成正比例关系的斜坡信号作为第一控制信号，其与最小导通时间对应的阈值信号的比较，利用其比较结果决定此开关周期内是否使能第二控制信号，从而从根本上消除了负电流的产生，提高了电路的转换效率。在这里需要说明的是在该实施例中分别给出了斜坡信号发生电路和使能信号发生电路中各个部分的一种具体的实现方式。本领域技术人员可以得知，本发明并不局限于上述公开的实施方式，其他基于本发明原理的合适形式的电路结构同样适用于本发明的实施例。另外，依据本发明的同步整流控制电路并没有特别限定反激式变换器的应用场合和工作方式。当依据本发明的同步整流控制电路的工作方式为电流连续模式(CCM)或电流断续模式(DCM)时，其工作波形图如图6和图7所示，其工作原理与上述实施例类似，在此不再重复描述。参考图8，所示为依据本发明一实施例的开关电源的电路图，所述开关电源包括变压器，其具有原边绕组和副边绕组，用以将接收的输入电源Vin向副边侧传递；原边功率开关管SM，其与所述原边绕组串联，用以控制所述原边绕组接收所述输入电源Vin的电能；
原边控制电路，用以控制所述原边功率开关管Sm的开关动作；同步整流开关管SR，其与所述副边绕组串联；
所述同步整流控制电路控制所述同步整流开关管SR的开关动作以将接收的电能转换为一定的输出电压V。；其实现可以为依据本发明的任一同步整流控制电路。依据本发明的开关电源的工作方式包括电流连续模式(CCM)、电流断续模式(DCM)或准谐振模式(QR)。
以上对依据本发明的优选实施例的交流-直流电压转换电路进行了描述，这些实施例并没有详尽叙述所有的细节，也不限制该发明仅为所述的具体实施例。显然，根据以上描述，可作很多的修改和变化。本领域技术人员在本发明实施例公开的电路的基础上所做的相关的改进、多个实施例的结合，以及采用其他技术、电路布局或元件而实现的相同功能的电路结构，也在本发明实施例的保护范围之内。本发明仅受权利要求书及其全部范围和等效物的限制。
权利要求
1.一种同步整流控制电路，应用于一反激式变换器中，其特征在于，包括， 第一控制电路，接收所述反激式变换器的同步整流开关管的漏源电压信号和所述反激式变换器的输出电压，并根据所述反激式变换器的原边功率开关管的导通时间，产生第一控制信号；所述第一控制信号与所述原边功率开关管的导通时间和所述反激式变换器的原边输入电压成正比例关系； 第二控制电路，接收所述漏源电压信号以产生第二控制信号； 在所述原边功率开关管关断时刻所述第一控制信号大于阈值信号时，在所述原边功率开关管再次导通前，所述第二控制信号控制所述同步整流开关管的开关动作； 在所述原边功率开关管关断时刻所述第一控制信号小于阈值信号时，在所述原边功率开关管再次导通前，所述同步整流开关管不动作； 其中，所述阈值信号的数值为所述同步整流开关管的最小导通时间对应的第一控制信号的数值。
2.根据权利要求I所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述第一控制电路包括一使能信号发生电路，用以根据所述第一控制信号和所述阈值信号产生一使能信号； 所述使能信号有效时，所述第二控制信号控制所述同步整流开关管的开关动作； 所述使能信号无效时，所述同步整流开关管不动作。
3.根据权利要求2所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述使能信号发生电路包括比较电路，时钟信号发生电路和触发电路； 所述比较电路用以比较所述第一控制信号和所述阈值信号以输出一比较信号； 所述时钟信号发生电路接收所述漏源电压信号和所述输出电压，以输出一时钟信号；所述触发电路接收所述时钟信号和比较信号，在所述时钟信号的上升沿时刻输出所述比较信号作为所述使能信号。
4.根据权利要求3所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述第一控制电路包括一斜坡信号发生电路，所述斜坡信号发生电路接收所述漏源电压信号、所述输出电压以及所述时钟信号，据此产生一斜坡信号作为所述第一控制信号。
5.根据权利要求4所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述斜坡信号发生电路包括由电压控制电流源和第一电容组成的充电电路和第一开关管； 所述电压控制电流源的输入电压为所述漏源电压信号和所述输出电压的差值，其输出电流与其输入电压成比例关系； 所述时钟信号控制所述第一开关管的开关动作，以控制所述充电电路的充放电动作；所述第一电容电压为所述第一控制信号。
6.根据权利要求5所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述时钟信号经过一延时电路处理后控制所述第一开关管的开关动作。
7.根据权利要求3所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述比较电路包括一第一比较器，其同相输入端接收所述斜坡信号，反相输入端接收所述阈值信号，输出端输出所述比较信号。
8.根据权利要求3所述的同步整流控制电路，其特征在于，所述时钟信号发生电路包括第二比较器，其同相输入端接收所述输出电压信号，反相输入端接收所述漏源电压信号，输出端输出所述时钟信号。
9.一种开关电源，其特征在于包括权利要求1-8所述的任一项同步整流控制电路，并进一步包括 变压器，其具有原边绕组和副边绕组，用以将接收的输入电源向副边侧传递； 原边功率开关管，其与所述原边绕组串联，用以控制所述原边绕组接收所述输入电源的电能； 原边控制电路，用以控制所述原边功率开关管的开关动作； 同步整流开关管，其与所述副边绕组串联，所述同步整流控制电路控制其开关动作以将副边侧接收的电能转换为一定的输出电压。
10.根据权利要求9所述的开关电源，其特征在于所述开关电源的工作方式包括电流连续模式、电流断续模式或准谐振模式。
全文摘要
依据本发明的一种同步整流控制电路以及应用其的开关电源，在原边功率开关管的导通区间内即能判断出同一开关周期内同步整流开关管的导通时间是否满足最小导通时间要求，并据此控制该开关周期内同步整流开关管是否导通，从而彻底杜绝了副边负电流的出现，节省电能，大大提高了整个电源电路的转换效率。
文档编号H02M1/08GK102723856SQ20121023073
公开日2012年10月10日 申请日期2012年7月2日 优先权日2012年7月2日
发明者邓建 申请人:矽力杰半导体技术(杭州)有限公司