专利名称：双激型万能充电机的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及一种双激型万能充电机，用于蓄电池尤其是电动车蓄电池充电，属于新型节能、低压、大功率电源技术领域。
背景技术：
电动车的常见型式有载人二轮车、载货三轮车和四轮电动轿车。电动车因其价格便宜、运行费用低、环保节能而越来越受到人们的关注，有资料表明，2011年我国有电动车生产企业2000余家，电动车总产量不少于5000万台，除了出口，国内2011年社会保有量已近2亿台，且年平均增速高达30%，这是一个巨大的新兴市场。 蓄电池是传统的蓄能产品，电动车的普及，使蓄电池的产量进入了史无前例的高峰期。与电动车配套的蓄电池有四大特点一、容量大。因为电动车是功率型产品，其功率约在200瓦到2000瓦范围，配置的蓄电池容量约在20安培小时到200安培小时。二、电压等级多。例如，小型二轮电动车蓄电池电压为24V ;中型二轮电动车蓄电池电压为48V ;三轮电动车蓄电池电压为60V等。三、充电电流规格多。例如，小容量蓄电池多用5安培左右电流充电冲容量蓄电池多用10安培左右电流充电；大容量蓄电池多用20安培左右电流充电等。四、须阶段式充电。为延长蓄电池寿命，减短充电时间，确保蓄电池充满，对蓄电池的充电必须采用“先快充、再慢充、后浮充”的阶段式智能充电方式。针对电动车蓄电池的上述特点，要求配置的充电机必须增大功率，降低能耗，减少体积和重量，降低生产成本。在充电频率上，摒弃工频改用高频；在充电原理上，优选反激型制式，在对机内供电上，优选正激型制式，即所谓“双激型”工作制式。对于近2亿台社会保有量的电动车所需要的维护代换充电机市场，包含着2000家电动车生产商所配用的各种车用蓄电池，因容量、电压各不相同，充电机应具备一机多档的特点；因蓄电池必须使用阶段式充电方式，充电机应具备一机多能的特点，即所谓“万能充电机”。目前市场上充电机品种较多，但能满足上述综合技术要求的，尚未问市。发明一种双激型、大功率、小能耗、低成本、多档位、多功能电动车蓄电池充电机显然是非常必要的。
发明内容
本发明涉及一种双激型万能充电机，用于蓄电池尤其是电动车蓄电池充电，具有新型节能、大功率、小能耗、多档位、阶段式智能充电功能。双激型万能充电机由市电整流储能电路、延时电路、双激型换流电路、漏感分压吸收电路、风扇自动调速电路、电压取样电路、电流取样电路、脉宽调节电路等八部分电路所组成。上述八部分电路的关联次序可参照说明书附图I :220V单相交流市电源经“延时电路”延时后，送入“市电整流储能电路”，转换成约300V电压的直流电。“双激型换流电路”使用高频开关技术，将直流电斩波成高频方波电压，通过高频变压器，将反激磁能整流成低电压大电流的直流电，对蓄电池充电；正激能量供应脉宽调节电路和风扇自动调速电路工作。反激型换流电路中高频变压器的漏感能量，用“漏感分压吸收电路”分选出后，予以吸收消除。“风扇自动调速电路”驱动风扇，自动调节风速对全部电路进行冷却。“电压取样电路”和“电流取样电路”，可以对蓄电池的充电电压和充电电流进行多档取样，取样信息送入“脉宽调节电路”进行对比，调节高频方波的脉宽，自动控制阶段式智能充电效果。结合反激型万能充电机电原理图(本说明书附图2)，兹将各部分电路的结构和工作原理分述如下市电整流储能电路，其特征在于所述电路，由开关K1、保险丝BI、电感LI、L2、整流桥D1、电容C1、C2、C4组成，其相互连接关系如附图2。电源开关K l合上后，220V交流市电经Kl和电源保险丝BI，进入由电感LI、L2与电容Cl、C2组成电源抗干扰电路，然后加在单相整流桥Dl的交流输入二端子上，Dl的直流二端子输出的直流脉动电流，经过电阻Rl或MOS管Tl的S、D脚，对电容C4进行充电储能，直到C4上充满约300V的直流电压为止。充电机在输出功率较小时，电源抗干扰电路可以不用。延时电路,其特征在于所沭电路，由电阳.RK R2、R3、电容C3、三极管Tl鉬成，其相互连接关系如附图2。当整流桥Dl输出的直流电压加在由电阻R2、R3与电容C3组成的电路上时，将通过电阻R3对电容C3充电，其充电时间常数等于电容C3乘以电阻R3与R2的并联值，因电阻R3的阻值远大于R2，其时间常数约等于电阻R2与电容C3的乘积。从Dl送出直流电瞬间开始到该时间常数值的时间以内，C3上因为无电压，MOS管Tl的S、D 二脚呈高阻状态，Dl的电流只能通过电阻Rl对二端电压为零的C4缓慢充电，限制了充电起始段的充电电流值。设想电源开关Kl合上瞬间，恰遇到市电波峰值，如无Rl限流，对C4充电的瞬间电流可达几百安培，瞬间功率近百千瓦，将造成严重事故！使用Rl限流，也将在Rl上形成功率损耗，引起Rl发热，时间过长，将引起Rl烧毁，所以要选择合适的延时时间，换言之，就是要选择合适的电阻R2与电容C3组成的时间常数。超过上述时间常数的时间后，C3上的电压致使MOS管Tl的S、D 二脚间导通，Dl可通过呈很低电阻的Tl对电容C4充电，Rl上几乎无电流流通，上述电路进入稳衡状态。MOS管Tl的G、S 二脚之间的电压，等于电阻R2与R3对电容C4上约300V电压的分压。理论计算和实验都证明各元件以下的取值较妥电阻R2与电容C3组成的时间常数为50毫秒至500毫秒范围，电阻R3与R2的阻倌比为10倍至60倍范围。双激型换流电路,其特征在于所沭电路，由电阻R6、R8、Rl I、R12、发光二极管D2、怏谏二极管D3、电容C5、C6、脉宽调节式集成电路T3、功率MOS管T5、高频变压器初级线圈L3、次级线圈L4、次级线圈L5、肖特基二极管D6、D7、储能电容C8组成;其相互连接关系如附图2。设计高频变压器次级线圈L4采用反激型工作制式用于充电主线路。采用反激型工作制式的充电主线路,可减少整机体积和重量，降低牛产成本，整机能耗小，输出功率可高汰2000瓦。其工作原理是C4上的直流电压，通过兼作“电源指示灯”的发光二极管D2、电阻R8降压后，加在脉宽调节式集成电路T3的7、5脚上，T3即能工作，T3的6脚输出矩形正脉冲波，使功率MOS管T5开通，C4上的直流电压即流过高频变压器初级线圈L3，MOS管T5的D、S脚，电阻R12完成回路，由于L3的电感作用于，电路中电流成线性增长，其电流增长率di/dt为di/dt = V0/L......................................................(式 I)
上式中V0为C4上电压，约为300V;L为L3电感量，约为数百uH。设计高频开关频率为50000Hz，高频周期即为20uS，再设计开通时间为40%，SP8uS，设L = IOOuH,均代入式1，得1峰=24(A).以上电能以磁能的形式储存在磁芯中，根据电感储能公式1 = 0.51^1(平方)......................................................(式 2)将L= IOOuH, I峰=24A，代入式2，得每高频周期电感所储能量W = 0.0288(焦耳)，每秒所储能=O. 0288焦耳X50000次=1440焦耳，如此能量按守恒定律折成电路的输出功率，即为1440瓦。以72V电压对某组60V蓄电池充电为例，能达到稳恒20A的充电电流。以上相关数据只要作简单的设计变动，就可以覆盖市场上常见的各类电动车蓄电池充电功率2000W及以下范围。高频变压器次级线圈L4圈数相对初级线圈L3较少，且工作在反激状态，当功率MOS管T5截止时，储存在磁芯中的磁能就在L4中，转化成低电压大电流的充电电流，通过并联的肖特基二极管D6、D7整流，一方面向蓄电池充电，另一方面流入储能电容C8储存。当功率MOS管T5导通时，D6、D7截止，C8中储存的电荷仍可流出对蓄电池充电，保持了充电电路中电流的不间断流动。为了减少蓄电池的极化作用，设计将CS的电容量选择小一些，充电电流趋向于脉冲间歇波形，充电效果会更好。脉宽调节式集成电路T3的开关频率与电阻R6、电容C6的时间常数成反比，调节R6或C6均可校调高频频率。电阻R12是峰流取样限制电阻，当电路中电流在R12上的压降超过IV时，该信号被送入T3的3脚，使电路从通态迅速转入截止状态。电阻Rll的作用，是电路从导通转为截止时，用于释放静电荷之用。T3正常工作时，要求7脚输入电压为15-30V，如仅用R8从300V电压处取供，显然能耗很大，应通过高频变压器专用次级降压级绕组L5获取。本发明考虑到高频次级线圈将输出多档充电电压，故设计高频变压器次级线圈L5采用ιΗ激型工作制式，对脉宽调节电路和风扇自动调谏电路供电。在正激状态下，L5的电压峰值仅与初级线圈L3和次级线圈L5的匝数比有关，此峰值电压经快速二极管D3整流，电容C5储能滤波后，可供给脉宽调节式集成电路T3稳定的直流电压。漏感分压吸收电路，其特征在于所沭电路，由电阻R9、R10、稳压二极管D4、三极管T4组成,其相互连接关系如附图2。反激型工作制式虽然有功率大、能耗低、方便输出多档电压等优点，但也有一个重大缺点“漏感”问题功率MOS管T5在通态时，高频初级线圈中通电能量以磁能的形式存储在磁芯中；T5在截止态时，磁能通过高频次级线圈L4转换成电能向后级输出；由于初、次级线圈的几何结构位置的不同，其差异因素以“漏感”的形式出现在电路中。“漏感”使高频变压器向外幅射大量电磁波，干扰周围的电器、甚至人体；“漏感”在高频变压器初次级线圈中，形成的高反压可以轻易击穿功率MOS管Τ5，烧毁充电机。目前，国内外学术资料报道均推崇采用“RC”电路吸收漏感能量，但实践证明并不理想。经分析认为，其原因是“RC”电路不能区别有用磁能与漏感磁能的界限，对全部电路按某固定比例进行能量吸收，不但吸收漏感不能彻底，反而吸收了有用功率，造成整机发热、耗能增加。为此，本次发明了“漏感分压吸收电路”，发明设计原理如下当功率MOS管Τ5进入截止状态时，非漏感能量通过高频次级线圈L4转换成充电的有用电能，对蓄电池充电，其、ニ端电压等于充电电压，反应到高频初级线圈L3中，也形成一定的电压值；漏感能量因不能进入L4中转换，故在高频初级线圈L3中形成更高的尖峰电压。这ニ种能量的界限，可以用高频初级线圈L3 ニ端某反峰电压值予以区分。该电压界限值的计算方法如下式V 界=VO+(N初/N 次)V 充......................................................(式 3)上式中，V界就是区分这ニ种能量的电压值界限；V0是电容C4上的电压值，对于单相交流220V市电整流滤波后得到的电压，约为300V ；N初是初级线圈L3的匝数；N次是次级线圈L4的匝数；V充是充电电容C8 上的电压值。在式3中试代入充电机的典型值，得到V界约为450V-550V范围。换言之，在高频初级线圈L3 ニ端出现V界以上电压的能量，均来自漏感磁能，必须予以吸收；而非漏感磁能在高频初级线圈L3 ニ端出现的电压，均等于V界，应予以保护；V界就是这ニ种能量的分界线。从电路结构上，将稳压ニ极管D4的稳压值设定为V 稳=K「V0+(N 初 /N 次)V 充 I......................................................(式 4)上式中，V稳是稳压ニ极管D4的稳压值；K是电压加权系数，可取I. 04-1. 06范围；其余參数意义如式3。当漏感在初级线圈中形成的尖峰电压值超过V稳时，就有电流流过D4、三极管T4的G、E脚、电阻RlO支路，由于T4的放大作用，又在电阻R9、T4的C、E脚、电阻RlO支路中流过更大的电流，可以将漏感磁能的电压峰值限嵌在V稳附近，漏感能量在电阻R9上转化成热量而被吸收；R10可以调节电路吸收强度，RlO越小，电路吸收强度越强。用区分漏感电压值的方法来吸收漏感能量，比“RC”吸收电路的吸收原理有了本质上的改进，“漏感分压吸收电路”由此而得名。风扇自动调谏电路,其特征在于所沭电路，由怏谏ニ极管D5、电容C7、盲流电扇SI组成，其相互连接关系如附图2。风扇自动调速电路的工作原理如下高频变压器次级线圈L5在正激状态下工作，其正激方向电压通过&速ニ极管D5整流后驱动风扇SI。当次级线圈L5的匝数与初级线圈L3的匝数比例确定后，系统输出电压的峰值就已确定，但系统平均输出电压，却随着功率MOS管T5在周期内的开通时间比例变化而变化的，充电负荷较小吋，T5的开通时间就较短，平均输出电压也较低，风扇电机转速就变慢，这即是所谓“自动调速”的机理。因为在充电负荷越小的情况下，整机发热越少，对散热要求越低，风扇的转速相应降低，有利于节能和延长电扇寿命，降低故障率。考虑到电路參数与不同电扇机械电气參数之间的矛盾,在电扇ニ端并联上了电容C7,其作用是在高频周期内短暂储能，电容C7容量选取的计算式是 C = KIZ(Vf)......................................................(式 5)上式中，K是风扇机械电气系数，取O. 3-3 ；1是风扇工作电流；V是风扇工作电压；f是闻频电压的开关频率。电压取样电路,其特征在于所沭电路，由电阻R26、R27、R29、R30、R31、R32、R33、R34、稳压ニ极管D12、挡位开关K3组成，其相互连接关系如附图2。由电阻R27、稳压ニ极管D12组成了标准电压电路，为避免温度漂移，稳压ニ极管D12的稳压倌取3. 6伏至5. I伏范围。由可调电阻R29、电阻R30、R31、RT32、R33、R34组成串联分压电路，对充电机输出的充电电压进行取样后进行分档，分档后的电压接线端分别与充电电压档位开关K3的相应端头连接，根据市场客户要求不同，充电电压档位开关K3的档位在I至5档间选取，每ー个档位对应ー种输出充电电压，可调电阻R29可以对选取出的电压进行微调校正。K3选出的某电压值通过电阻R26耦合，与稳压ニ极管D12产生的标准电压值一起送到到“脉宽调节电路”中，去进行对比放大。电流取样电路，其特征在于所沭电路，由电阳.R13、R14、R15、R16、R17、R18、R19、电容C9、保险丝B2、档位开关K2组成，其相互连接关系如附图2。电容C8上的充电压，通过电阻R13、保险丝B2、被充蓄电池形成充电回路。保险丝B2的功用是为了防止蓄电池误反接而设置，其额定电流应略大于最大充电电流。电阻R13是康铜电流取样电阻，采用康铜材 料是因为该材料具有很小的电阻温度系数，在流过最大充电电流时，设定R13 ニ端产生的平均直流电压降是75mV或IOOmV。R13 ニ端的直流电压降的波形是类似锯齿波形，经电阻R14与电容C9组成的RC滤波电路整理成平稳直流电压，存储在C9上，为保证C9上直流电压波形的平缓，设计电阻R14与电容C9组合电路的时间常务数应远大于高频电压的周期。由电阻R15、R16、R17、R18、可调电阻R19组成串联分压电路，对稳压ニ极管D12上的标准电压分压设档，分档后的接线端分别与充电电流档位开关K2的相应端头连接，根据市场用户要求不同，充电电流档位开关K2的档位在I至4档间选取，每ー个档位对应ー种输出充电电流，可调电阻R19可以对选取出的电流值进行微调校正。K2选出的某直流电压值与C9上检出的直流电压值一起送到到“脉宽调节电路”中，去进行对比放大。脉宽调节电路,其特征在于所沭电路，由电阳.R4、R5、R7、R20、R21、R22、R23、R24、R25、R28、发光二极管D8、D11、ニ极管D9、D10、稳压ニ极管D13、光耦T2_1、T2_2、双运放Τ6、三极管Τ7组成，其相互连接关系如附图2。双运放Τ6含有ニ组运算放大电路由3脚正输入端、2脚负输入端、I脚输出端为ー组,负责处理充电电流信号；5脚正输入端、6脚负输入端、7脚输出端为另ー组，负责处理充电电压信号。8脚系Τ6工作电源输入端，由电阻R28、D13组成的稳压线路，以及三极管Τ7组成发射极跟随电路对8脚供电，供电电压在8到IOV间。当充电电流接近设定值吋，I脚输出负电位信号，通过限流电阻R20，点亮发光二极管D8，作为“充电指示灯”;充电电压接近设定值吋，7脚输出负电位信号，通过限流电阻R25，点亮发光二极管D11，作为“充满指示灯”;I脚或7脚输出负电位信号时，通过ニ极管D9、电阻R22、ニ极管D10、电阻R23组成的“或门”电路，都能对光耦Τ2-2的发光二极管注入电流，所发出的光线以光耦合的形式，照射到光耦Τ2-1三极管的基区，使其ニ脚之间的动态电阻减小，造成脉宽调节式集成电路Τ3的2脚电位升高。由电阻R4、R5、R7和Τ3的2脚、I脚组成的运算放大器，因2脚电位升高而引起反馈，降低了 Τ3的3脚门槛电压，减短了功率MOS管Τ5的导通时间，使充电电流减小。I脚或7脚输出更负的电位信号吋，Τ5的导通时间趋向于零，充电电流也趋向于零。对双运放Τ6 ニ组运算放大电路的控制灵敏度，有必要进行理论估算对于控制充电电压的5、6、7脚运算组设7脚输出负电位信号5V为调控上限，再设5脚输入基准+4V电位，当充电电压增加10%，即6脚电压增加O. 4V时，7脚达到调控上限，此状态时5、6、7脚运算组放大倍数等于5V/0. 4V为12. 5倍，考虑到蓄电池的浮充效果，倍数仍应降低，估计在5至15倍范围，从电路结构看，决定5、6、7脚运算放大组倍数放大倍数的是电阻R24与R26的阻倌比，所以，电阻R24与R26的阻倌比设定为5至15倍。对于控制充电电流的3、2、I脚运算组设I脚输出负电位信号5V为调控上限，设3脚输入基准+IOOmV电位，当充电电流增加10%，即6脚电压增加IOmV吋，I脚达到调控上限，此状态时3、2、1脚运算组放大倍数等于5V/10mvV为500倍，从电路结构看，决定3、2、1脚运算放大组倍数放大倍数的是电阻R21与R14的阻值比，根椐不同的客户要求，可将电阻R21与R14的阻值比设定为300至800倍。将双激型换流电路、风扇自动调速电路、高频整流储能电路、电压取样电路、电流取样电路、脉宽调节电路等六部分电路的原理综合起来分析，就能体现充电机的阶段式充电性能打开电源开关，“电源指示灯”亮；当蓄电池初始充电吋，电压较低，电压取样电路不动作，“充满指示灯”不亮，大电流流过取样电阻R13，电流取样电路动作，“充电指示灯”亮，风扇转速最快，将充电电流控制在额定值，此属于“恒流快充”阶段；当电蓄电池充电电压升高后，电压取样电路开始动作，“充满指示灯”微亮，风扇转速较快，充电电流有所下降，“电源指示灯”亮度也有所下降，此属干“恒压慢充”阶段；当电蓄电池充电电压接近额定值后，电压取样电路动作加太，“充满指示灯”亮，风扇转速慢，充电电流很小，“电源指示灯”微亮，进入“浮充”阶段。综上，本机不但设有多档充电电压等级、多档充电电流等级，还具有恒流控制功能、充电电压自控充电电流功能，可对蓄电池实行“先快充、再慢充、后浮充”的阶段式智能 充电方式。除能适用于普通蓄电池充电外，能普遍适用于ニ轮电动载人车、三轮电动载货车和四轮电动轿车的不同充电要求。
图I是双激型万能充电机电路结构方框图。图中用粗黑箭头表示充电机所属八部分电路之间的关联次序关系。图2是双激型万能充电机整机电路电原理图。图中各元器件的符号、脚码与《权利请求书》和《说明书》中对应相同。图3是双激型万能充电机专用高频变压器测试电路电原理图。用于测量高频变压器初级线圈L3电感量和磁饱和程度。
具体实施例方式整机输出功率大，为提高散热效果，采用轴流式风扇空气强迫冷却形式。整机功率1000瓦及以下充电机，采用冷却风扇直径不应小于80mm，风量不小于20CFM ;整机功率1000瓦-2000瓦充电机，采用冷却风扇直径不应小于120mm，风量不小于40CFM。为减小风压，气体通道任意处的截面积，都应大于风扇圆截面积。充电器外壳可不需考虑散热功能，主要考虑支撑和固定功能。整机功率500瓦及以下充电机，可采用注塑外壳；整机功率500瓦-1000瓦充电机，可采用薄铁板或铝框塑板外壳；整机功率1000瓦-2000瓦充电机，可采用铸铝或铝型材外壳。为方便用户操作使用，下列元器件装在外壳或面板上电源关K1，电流档位开关K2,电压档位开关K3，保险丝BI、B2,电源指示灯D2，充电指示灯D8，充满指示灯Dll，冷却风扇SI，电源输入线(或插座)，充电输出线(或插座)。其余电子元器件均组装在同一块单面敷铜板上，元器件的组装エ艺，可以是插件型式，也可以是小件贴片式加大件插件式。在充电机制造实施过程中，其中高频变压器的质量是产品质量的关键。尤其是采用自制方法生产时，由于磁芯导磁性能的分散性和绕制线圈的几何尺寸误差，所绕制出初级线圈的电感量波动很大，严重影响着充电机的性能和安全。为解决以上问题，设计出ニ赴双激型万能充电机专用高频变压器测试电路，由高频方波发生电路、开关K、峰值电压表V峰、峰值电流表I峰、肖特基整流ニ极管D、功率耗散电阻R组成，其相互连接关系如说明书附图3。图中高频方波发生器电路发出高频矩形电压波形，矩形波宽时间T，电压峰值由峰值电压表V峰测出，当此电压加在初级线圈电感L上吋，产生锯齿形电流波形，其电流上升率符合式1，电流峰值由峰值电压流表I峰测出，最大磁能储存量符合式2，当矩形电压波截止时间，通过次级线圈将磁能用反激形式放出，消耗在功率电阻R上。参照式1，利用高频变压器测试电路，根据电感暈测暈式L = V 峰/(I 峰 /T)......................................................(式 6)测暈高频变压器初级线圈的电感暈。测得的电感暈L比设计要求低，可増加线圈匝数；L比设计要求高，可减少线圈匝数。定型产品在检测电感暈L时，可用增减磁芯垫片厚薄的方法来微调核准初级线圈的电感暈。 附图3电路，还可以判定高频变压器磁芯的磁饱和临界点。测试电路中，电感L不变，矩形波宽时间T不变，V峰与I峰应成正比例线性关系。当増大V峰时，发现I峰与V峰不按IH比例关系而突増，说明磁芯磁饱和度已处于临界点。说明书毕。
权利要求
1.一种双激型万能充电机，其特征在于所述充电机由市电整流储能电路、延时电路、双激型换流电路、漏感分压吸收电路、风扇自动调速电路、电压取样电路、电流取样电路、脉宽调节电路等八部分电路所组成。
2.根据权利要求I所述的市电整流储能电路，其特征在于所述电路，由开关K1、保险丝BI、电感LI、L2、整流桥D1、电容Cl、C2、C4组成；电感LI、12与电容Cl、C2组成电源抗干扰电路，在输出功率较小吋，电源抗干扰电路可以不用。
3.根据权利要求I所述的延时电路，其特征在于所述电路，由电阻Rl、R2、R3、电容C3、三极管Tl组成；电阻R2与电容C3组成的时间常数为50毫秒至500毫秒范围，电阻R3与R2的阻值比为10倍至60倍范围。
4.根据权利要求I所述的双激型换流电路，其特征在于所述电路，由电阻R6、R8、R11、R12、发光二极管D2、快速ニ极管D3、电容C5、C6、脉宽调节式集成电路T3、功率MOS管T5、高 频变压器初级线圈L3、次级线圈L4、次级线圈L5、肖特基ニ极管D6、D7、储能电容C8组成；高频变压器次级线圈L4采用反激型工作制式，高频变压器次级线圈L5采用正激型工作制式。
5.根据权利要求I所述的漏感分压吸收电路，其特征在于所述电路，由电阻R9、R10、稳压ニ极管D4、三极管T4组成；D4的稳压值设定为，V稳=K[V0+(N初/N次)V充]。
6.根据权利要求I所述的风扇自动调速电路，其特征在于所述电路，由快速ニ极管D5、电容C7、直流电扇SI组成；电容C7容量选取的计算式是C = KI/(Vf)0
7.根据权利要求I所述的电压取样电路，其特征在于所述电路，由电阻R26、R27、R29、1 30、1 31、1 32、1 33、1 34、稳压ニ极管012、档位开关1(3组成；稳压ニ极管D12的稳压值取3. 6伏至5. I伏范围，充电电压档位开关K3的档位在I至5档间选取。
8.根据权利要求I所述的电流取样电路，其特征在于所述电路，由电阻R13、R14、R15、R16、R17、R18、R19、电容C9、保险丝B2、档位开关K2组成；电阻R13是康铜电流取样电阻，在流过最大充电电流时，设定R13 ニ端产生的平均直流电压降是75mV或IOOmV ;充电电流档位开关K2的档位在I至4档间选取。
9.根据权利要求I所述的脉宽调节电路，其特征在于所述电路，由电阻R4、R5、R7、R20、R21、R22、R23、R24、R25、R28、发光二极管 D8、D11、ニ极管 D9、D10、稳压ニ极管 D13、光耦T2-l、T2-2、双运放T6、三极管17组成；电阻R24与R26的阻值比设定为5至15倍，电阻R21与R14的阻值比设定为300至800倍。
10.一种双激型万能充电机专用高频变压器测试电路，其特征在干由高频方波发生电路、开关K、峰值电压表V峰、峰值电流表I峰、肖特基整流ニ极管D、功率耗散电阻R組成；利用高频变压器测试电路，根据电感量測量式L = V峰パI峰/T)，測量高频变压器初级线圈的电感量，测得的电感量L比设计要求低，可増加线圈匝数，L比设计要求高，可減少线圈匝数，定型产品在检测电感量L时，可用增减磁芯垫片厚薄的方法来微调核准初级线圈的电感量；当増大V峰时，发现I峰与V峰不按正比例关系而突増，说明磁芯磁饱和度已处于临界点。
全文摘要
本发明涉及一种双激型万能充电机，用于蓄电池尤其是电动车蓄电池充电，属于新型节能、低压、大功率电源技术领域。采用反激型工作制式的充电主线路，可减少整机体积和重量，降低生产成本，整机能耗小，输出功率可高达2000瓦。采用正激型工作制式，对脉宽调节电路和风扇自动调速电路供电。本机不但设有多档充电电压等级、多档充电电流等级，还具有恒流控制功能、充电电压自控充电电流功能，可对蓄电池实行“先快充、再慢充、后浮充”的阶段式智能充电方式。除能适用于普通蓄电池充电外，能普遍适用于二轮电动载人车、三轮电动载货车和四轮电动轿车的不同充电要求。
文档编号H02J7/02GK102738877SQ20121021663
公开日2012年10月17日 申请日期2012年6月20日 优先权日2012年6月20日
发明者程德明 申请人:程德明