专利名称：用于高压大功率三相异步电机的六半桥svpwm控制方法
技术领域：
本发明涉及高压大功率三相异步电机变频调速技术领域，尤其涉及一种能扩大电压输出范围无死区的SVPWM控制方法。
背景技术：
电压空间矢量脉宽调制(SVPWM)技术具有电压利用率高，开关次数少，抑制谐波特性好等特点，已被广泛应用于高压大功率异步电机交流变频调速系统。传统的三半桥SVPWM技术，最大输出相电压基波幅值输出范围为直流母线电压E的1/4倍，每个开关管所承受的电压应力为直流母线电压E。一般三相异步电机功率等级达到几个千瓦以上时为了供电方便，定子三相绕组中点内部不直接短接而是将每相绕组的两个端子都引出，即总共有6个供电端子。基于大功率异步电机有以上特点，受制于电力电子开关器件耐压能力的限制，为提高异步电机的供电电压传统方案是用两个采用SVPWM技术的三半桥变频器串联后给异步电机供电。异步电机每相绕组两端分别跨接于两个三半桥变频器中输出电压相位互差η电角度的两个半桥。通过两个变频器的级联使得异步电机的供电电压范围提高一倍，最大输出相电压基波幅值约为直流母线电压E的倍。但是，这样供电的缺点是可靠性差，两个变频器需要协同工作，两变频器输出电压相位必须严格互差η电角度，一旦某个变频器没能正常工作，直接导致异步电机不能正常工作。另外，这两个变频器每个半桥上下开关管的工作方式是互补导通，这样不可避免的要引入死区。由于死区时间的加入，必定会导致输出电压谐波含量增多，而且会使输出电压有一定的跌落。虽然也有很多学者提出死区补偿方案，但不可能彻底解决死区带来的影响，同时必定会使控制更加复杂化。
发明内容
本发明要解决的技术问题是，克服传统用于高压大功率三相异步电机供电模式及采用的三半桥SVPWM技术的不足，提供一种能扩大电压输出范围无死区的六半桥SVPWM控制方法。为解决技术问题，本发明的解决方案是提供一种用于高压大功率三相异步电机的六半桥SVPWM控制方法，所使用的变频器由直流电源或电容与6个半桥并联构成，将6半桥分成两组，在一个周期(2 π电角度)内划分6个正弦参考电压，相位依次相差π/3电角度，幅值与频率彼此相等，每个正弦参考电压各作为六桥臂中某一桥臂的参考电压；每组半桥的三个参考电压幅值与频率相等，相位互差2 /3电角度；将6个半桥中参考电压相位互差电角度的两半桥的输出电压差构成一相输出电压，进而得到三相输出电压；变频器每一相的两个供电端子分别接于三相异步电机定子各相绕组两端，分别对这两组半桥作传统3半桥不加死区电压空间矢量调制，得到对应各开关管的调制信号，所得的调制信号经过基于优化前后对应每个开关周期内输出平均电压相等为原则的无死区优化过程，并在各相输出电流换向处加入一个死区时间得到最终各开关管的调制信号。
本发明中，该控制方法包括以下步骤(I)将6半桥分成两组，由反并联续流二极管的全控型开关管K1、K2构成的半桥BI,由反并联续流二极管的全控型开关管K3、K4构成的半桥Β3，由反并联续流二极管的全控型开关管Κ5、Κ6构成的半桥Β5，半桥Β1、Β3、Β5这三个半桥组成一组，由反并联续流二极管的全控型开关管SI、S2构成的半桥Β2，由反并联续流二极管的全控型开关管S3、S4构成的半桥Β4,由反并联续流二极管的全控型开关管S5、S6构成的半桥Β6,半桥Β2、Β4、Β6这三个半桥组成另一组，在一个周期(2 π电角度)内划分6个正弦参考电压，相位依次相差^/3电角度，幅值与频率彼此相等，每个正弦参考电压各作为六桥臂中某一桥臂的参考电压，半桥B2、B4、B6的三相参考电压超前半桥B3、B5的三相参考电压π/3电角度，半桥B1与半桥B6两者参考电压互差π电角度，半桥B1与半桥B6构成A相，半桥B2与半桥B3两者参考电压互差η电角度，半桥B2与半桥B3构成B相，半桥B4与半桥B5两者参考电压互差^电角度，半桥B4与半桥B5构成C相，将两组半桥的三相参考电压通过park变换，变换到α β坐标系得到参考矢量V1与V2，V2也可根据与求得的V1幅值相等，V2超前V1 31 /3电角度的关系求得，这样可以减少运算量，六个非零基本矢量(U。U2、U3、U4、U5、U6)将α β平面分成六个扇区；(2)由线性组合原理求得V1所在扇区内两非零基本矢量Uk、Uk+i (I彡k彡5)的作用时间tk、tk+1，然后进行饱和判断，当(tk+tk+1)大于开关周期Ts时，非零基本矢量Uk作用时间修改为tkTs/ (tk+tk+1)，非零基本矢量Uk+1作用时间修改为tk+1Ts/ (tk+tk+1)，零矢量作用时间h为Ts-tk-tk+1，根据V1与V2的对称关系可知V2所在扇区两非零基本矢量为uk+1、uk+2，特别地，如果k为5，则Uk+1为U6，Uk+2为U1，基本矢量Uk+1作用时间Tk+1等于tk，基本矢量Uk+2作用时间Tk+2等于tk+1，零矢量作用时间Tci等于td ；(3)分别对这两组半桥作传统3半桥不加死区电压空间矢量脉宽调制，得到对应各开关管的调制信号；(4)取上一步中得到的每相两半桥上管调制信号，两信号作异或处理，得到表征各相电压在每个开关周期内输出平均电压绝对值大小的脉冲波形PA、PB、PC;(5)输出三相电压的等效参考电压是半桥B1、半桥B3、半桥B5的三相参考电压的2倍，通过输出三相电压的等效参考电压与O比较得到表征各相在当前开关周期内相电压输出平均电压极性的逻辑量UPN_A、UPN_B> UPN_C的值，当等效参考电压极性为正时逻辑值为1，当等效参考电压极性为负时逻辑值为O ;(6)确定当前时刻变频器工作状态，先检测各相输出电流，将其与O比较后，得到反映极性的逻辑量IPN_A、IPN_B> IPN_C,当极性为正时逻辑值为1，当极性为负时逻辑值为0，对于A相，若UPN_A为1，IPN_A为1，则表征A相工作状态的状态变量XA为11，若UPN_A 为 1，IPN_A 为 0，则 XA 为 10，若 UPN_A 为 0，IPN_A 为 1，则 XA 为 01，若 UPN_A 为 0，IPN_A为0，则XA为00，特别地，当A相输出电流等于0，UPN_A为1，则XA为11，当A相输出电流等于0，UPN_A为0，则XA为00，对于B相，若UPN_B为1，IPN_B为1，则表征B相工作状态的状态变量XB为11，若UPN_B为1，IPN_B为0，则XB为10，若UPN_B为0，IPN_B为1，则XB为01，若UPN_B为0，IPN_B为0，则XB为00，特别地，当B相输出电流等于0，UPN_B为I，则XB为11，当B相输出电流等于0，UPN_B为0，则XB为00，对于C相，若UPN_C为1，IPN_C为1，则表征C相工作状态的状态变量XC为11，若UPN_C为1，IPN_C为O，则XC为 10，若 UPN_C 为 0，IPN_C 为 1，则 XC 为 01，若 UPN_C 为 0，IPN_C 为 0，则 XC 为 00，特别地，当C相输出电流等于0，UPN_C为1，则XC为11，当C相输出电流等于0，UPN_C为0，则XC 为 00 ;(7)根据每相状态变量的值确定各开关管优化后的调制信号，对于A相，当XA为11时，当前开关周期内开关管K2、S5调制信号为低电平，选择开关管K1、S6中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤4中得到的PA，当XA为00时，当前开关周期内开关管K1、S6调制信号为低电平，选择开关管K2、S5中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤4中得到的PA，当XA为10时，当前开关周期内开关管K1、S6调制信号为低电平，选择开关管K2、S5中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤4中得到的PA取反后的信号，当XA为01时，当前开关周期内开关管K2、S5调制信号为低电平，选择开关管K1、S6中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤4中得到的PA取反后的信号，同理对于B相，当XB为11时，当前开关周期内开关管K4、S1调制信号为低电平，选择开关管K3、S2中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤4中得到的PB，当XB为00时，当前开关周期内开关管K3、S2调制信号为低电平，选择开关管K4、SI中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤4中得到的PB，当XB为10时，当前开关周期内开关管K3、S2调制信号为低电平，选择开关管K4、S1中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤4中得到的PB取反后的信号，当XB为01时，当前开关周期内开关管K4、S1调制信号为低电平，选择开关管K3、S2中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤4中得到的PB取反后的信号，同理对于C相，当XC为11时，当前开关周期内开关管K6、S3调制信号为低电平，选择开关管K5、S4中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤4中得到的PC，当XC为00时，当前开关周期内开关管K5、S4调制信号为低电平，选择开关管K6、S3中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤4中得到的PC，当XC为10时，当前开关周期内开关管K5、S4调制信号为低电平，选择开关管K6、S3中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤4中得到的PC取反后的信号，当XC为01时，当前开关周期内开关管K6、S3调制信号为低电平，选择开关管K5、S4中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤4中得到的PC取反后的信号；(8)将上一步中得到的各开关管调制信号在各相输出电流换向处加入死区时间得到最终各开关管的调制信号。本发明中，在同一开关时间内输出平均电压相等，各相各桥臂每半个周期只在相电流换向时提供一个死区时间，加入死区的频率是参考电压频率的2倍，这与开关频率相比所加死区的影响几乎可以忽略不计。 本发明中，所产生调制信号使每相四个开关管在每个开关周期内至多只有两个开关管工作，当某相输出电压与电流同极性或输出电流为零时，此相四个开关管在开关周期内仅有一对管工作，当某相输出电压与电流不同极性时，此相四个开关管在开关周期内仅有一个开关管工作。
采用本发明的控制方法后，变频器能够提供高压大功率三相异步电机的输入功率范围与输入电压范围在同一直流母线条件下是传统3半桥变频器的2倍。本发明的有益效果是采用本发明提出的用于高压大功率三相异步电机的六半桥SVPWM控制方法，变频器能够提供高压大功率三相异步电机的输入功率范围与输入电压范围在同一直流母线条件下与传统三半桥变频器相比提高一倍，并且提出的无死区方案使得每半个周期只在相电流换向时提供一个死区，加入死区的频率是参考电压频率的2倍，这与开关频率相比所加死区的影响几乎可以忽略不计。
图I为用于闻压大功率二相异步电机的TK半桥变频器主电路图； 图2为电压空间矢量作用示意图；图3为表征各相电压在开关周期内输出平均电压绝对值大小的脉冲波形产生框图；图4为A相各开关管调制信号无死区优化框图；图5为B相各开关管调制信号无死区优化框图；图6为C相各开关管调制信号无死区优化框图。
具体实施例方式本发明中，六半桥三相电压型变频器的直流母线P与直流母线Q之间跨接一电压值为E的直流电源或电容，母线P、Q间并联6个半桥。桥BI由全控型电力电子开关K1、K2串联而成，输出电压uA1。桥B2由全控型电力电子开关S1、S2串联而成,输出电压uA2。桥B3由全控型电力电子开关K3、K4串联而成，输出电压uB1。桥B4由全控型电力电子开关S3、S4串联而成，输出电压uB2。桥B5由全控型电力电子开关K5、K6串联而成,输出电压ua。桥B6由全控型电力电子开关S5、S6串联而成，输出电压11。2。每个开关管反并联一个续流二极管。桥BI、桥B6构成A相,输出相电压uA1C2。当开关管K1、S6导通时uA1C2电压值为E,当开关管K2、S5导通时uAlc；2电压值为-E,当开关管K1、与S5反并联二极管导通或K2、与S6反并联二极管导通或与开关管Kl反并联二极管、S5导通或开关管K2反并联二极管、S6导通时uAie2电压值为O。桥BI、桥B2两输出端接异步电机定子A相绕组两端。桥B3、桥B2构成B相,输出相电压uB1A2。当开关管K3、S2导通时uB1A2电压值为E,当开关管K4、SI导通时uB1A2电压值为-E，当开关管K3、与SI反并联二极管导通或K4、与S2反并联二极管导通或与开关管K3反并联二极管、SI导通或与开关管K4反并联二极管、S2导通时uB1A2电压值为O。桥B3、桥B2两输出端接异步电机定子B相绕组两端。桥B5、桥B4构成C相，输出相电压uaB2。当开关管K5、S4导通时uaB2电压值为E,当开关管K6、S3导通时uaB2电压值为-E,当开关管K5、与S3反并联二极管导通或K6、与S4反并联二极管导通或与开关管K5反并联二极管、S3导通或开关管K6反并联二极管、S4导通时uaB2电压值为O。桥B5、桥B4两输出端接异步电机定子C相绕组两端。本发明的具体工作过程按如下步骤进行I)将6个桥臂分成两组,桥臂B1、B3、B5为一组,桥臂B2、B4、B6为另一组。三相对称参考电压UA1r、UB1r、Uclr分别为UA1、UB1、UC1的参考电压,三相对称参考电压UA&、UB&、分别为UA2、UB2> Uc2的参考电压。三相参考电压UAll·、UBlr> Uclr滞后三相参考电压UA&、UB2r>/3电角度，这两组参考电压幅值与频率相同。并且，UA1r与Uc2r互差31电角度，11%与UA2r互差π电角度，Uclr与UB2r互差π电角度。将三相参考电压Uto、UB1r、Uc^通过F^rk变换，变换到Ct β坐标系得到参考矢量Vp将三相参考电压uA2r、Ub2PUc^通过park变换,变换到α β坐标系得到参考矢量V2。V2也可根据与V1幅值相等，相位超前V1 JI/3电角度的关系求得，这样可以减少运算量。六个非零基本矢量(UpU2、U3、U4、U5、U6)把α β平面分成6个扇区。
2)由线性组合原理求得V1所在扇区两非零基本矢量Uk、Uk+i (I彡k彡5)的作用时间tk、tk+1。然后进行饱和判断，当(tk+tk+1)大于开关周期Ts时，非零基本矢量Uk作用时间修改为tkTs/ (tk+tk+1)，非零基本矢量Uk+1作用时间修改为tk+1Ts/ (tk+tk+1)。零矢量作用时间h为Ts-tk-tk+1。根据V1与V2的对称关系可知V2所在扇区两非零基本矢量为uk+1、Uk+2，特别地，如果k为5，则Uk+1为U6，Uk+2为U1，基本矢量Uk+1作用时间Tk+1等于tk，基本矢量uk+2作用时间Tk+2等于tk+1，零矢量作用时间Ttl等于h。3)根据上一步中求得的V1所在扇区两非零基本矢量作用时间与零矢量作用时间，对桥臂BI、B3、B5作不加死区的传统三半桥电压空间矢量脉宽调制，得到同一桥臂上下开关管互补导通的调制信号。其中对应桥BI上管Kl调制信号为P1，对应桥B3上管K3调制信号为P3，对应桥B5上管K5调制信号为P5。以同样的方法，对桥臂B2、B4、B6作传统不加死区的三半桥电压空间矢量脉宽调制，对应桥B2上管SI调制信号为Q1，对应桥B4上管S3调制信号为Q3,对应桥B6上管S5调制信号为Q5。对由传统3半桥SVPWM获得的开关信号进行优化，改变同一桥臂上下管互补导通的传统工作模式。优化后的开关信号能够使得同一桥臂上下开关管在每个开关周期内至多只有一个开关管工作，这样的开关信号特点是无需加入死区时间。优化的核心原则是优化前与优化后在对应每个开关周期内输出相电压的平均值相等。每个开关周期输出相电压平均电压的极性必定只有一个，不是正极性就是负极性。每一相由两个半桥臂构成，两个半桥共有4个开关管。按对管分组，4个开关管可分成两组对管，每组对管工作各能输出一种电压极性，因而每个开关周期开只需一组对管工作另一对管封锁不工作，也就不需要在当前开关周期内加入死区时间。具体优化过程按下述步骤进行。4)将上一步得到的调制信号P1与Q5作异或处理得到脉冲波形PA，PA在某个开关周期内的占空比为D1，则当前开关周期内A相输出相电压平均值的绝对值为E与Dl的乘积。将P3与Q1作异或处理得到表征B相在各开关周期内输出相电压平均值的绝对值大小的脉冲波形PB，将P5与Q3作异或处理得到表征C相在各开关周期内输出相电压平均值的绝对值大小的脉冲波形PC。5)由于最终输出三相线电压基波幅值是桥臂BI、B3、B5参考线电压的两倍，相位和频率两者相同，因而可先定义输出三相电压的等效参考电压Uto为2llA1r,UBr为2 1Β1ι·,11&为2U&。确定表征当前时刻开关周期内相电压需输出平均电压极性的逻辑量。在当前时刻，当Uto大于O则表示A相相电压需要输出平均电压值为正,标记逻辑变量UPN_AS I,反之当uAr小于O则表不A相相电压需要输出平均电压值为负,标记逻辑变量UPN_A为O。在当前时刻，当Uto大于O则表示B相相电压需要输出平均电压值为正，标记逻辑变量UPN_B为1，反之当IW小于O则表示B相相电压需要输出平均电压值为负，标记逻辑变量UPN_B为O。在当前时刻，当大于O则表示C相相电压需要输出平均电压值为正，标记逻辑变量UPN_C为1，反之当u&小于O则表示C相相电压需要输出平均电压值为负，标记逻辑变量UPN_C为O。6)确定当前时刻变频器工作状态。首先检测三相输出电流值ia，ib, i。。在当前时亥1L当ia大于O则标记逻辑变量IPN_A为I,反之当ia小于O则标记逻辑变量IPN_A为O。在当前时刻，当ib大于O则标记逻辑变量IPN_B为I,反之当ib小于O则标记逻辑变量IPN_B为O。在当前时刻，当i。大于O则标记逻辑变量IPN_C为1，反之当i。小于O则标记逻辑变量IPN_C为O。对于A相若UPN_A为1，IPN_A为1，则状态变量XA为11 ;若UPN_A为1，IPN_A为0，则状态变量XA为10 ;若UPN_A为0，IPN_A为1，则状态变量XA为01 ;若UPN_A为0，IPN_A为0，则状态变量XA为00，特别地，当ia等于0，UPN_A为1，则状态变量XA为11，当ia等于0，UPN_A为0，则状态变量XA为00。对于B相若UPN_B为1，IPN_B为I，则状态变量XB为11 ;若UPN_B为I，IPN_B为0，则状态变量XB为10 ;若UPN_B为0，IPN_ B为1，则状态变量XB为01 ;若UPN_B为0，IPN_B为0，则状态变量XB为00，特别地，当ib等于0，UPN_BS I，则状态变量XB为11，当ib等于0，UPN_BS 0，则状态变量XB为00。对于C相若UPN_C为1，IPN_C为1，则状态变量XC为11 ;若UPN_C为1，IPN_C为0，则状态变量XC为10 ;若UPN_C为0，IPN_C为1，则状态变量XC为01 ;若UPN_C为0，IPN_C为0，则状态变量XC为00，特别地，当i。等于0，UPN_C为I，则状态变量XC为11，当i。等于0，UPN_C为0，则状态变量XC为00。7)根据每相状态变量的值确定各开关管优化后的调制信号。对于A相当XA为11时，当前开关周期内开关管K2、S5调制信号为低电平；选择开关管K1、S6中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤4中得到的PA，若选择Kl始终导通时，PA为高电平时相电压uA1C2输出正电平E，PA为低电平时相电压uA1C2输出零电平，电流可以由开关管Kl和与开关管S5反并联二极管续流。若选择S6始终导通时，PA为高电平时相电压uA1C2输出正电平E, PA为低电平时相电压uA1C2输出零电平，电流可以由开关管S6和与开关管K2反并联二极管续流。当XA为00时，当前开关周期内开关管K1、S6调制信号为低电平；选择开关管K2、S5中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤4中得到的PA，若选择K2始终导通时，PA为高电平时相电压uA1C2输出负电平-E，PA为低电平时相电压uA1C2输出零电平，电流可以由开关管K2和与开关管S6反并联二极管续流。若选择S5始终导通时，PA为高电平时相电压uA1C2输出负电平-E，PA为低电平时相电压uA1C2输出零电平，电流可以由开关管S5和与开关管Kl反并联二极管续流。当XA为10时，当前开关周期内开关管K1、S6调制信号为低电平；选择开关管K2、S5中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤4中得到的PA取反后的信号，若选择K2工作，PA的取反信号为高电平时相电压uA1K输出零电平，PA的取反信号为低电平时电流由与开关管Kl反并联的二极管和与开关管S6反并联二极管续流，相电压uAie2输出正电平E，若选择S5工作，PA的取反信号为高电平时相电压Ug2输出零电平，PA的取反信号为低电平时电流由与开关管Kl反并联的二极管和与开关管S6反并联ニ极管续流，相电压uA1K输出正电平E。当XA为01吋，当前开关周期内开关管K2、S5调制信号为低电平；选择开关管K1、S6中某一个开关管工作，另ー个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤4中得到的PA取反后的信号，若选择Kl工作，PA的取反信号为高电平时相电压uA1K输出零电平，PA的取反信号为低电平时电流由与开关管K2反并联的ニ极管和与开关管S5反并联ニ极管续流，相电压uAie2输出负电平-E，若选择S6工作，PA的取反信号为高电平时相电压uA1K输出零电平，PA的取 反信号为低电平时电流由与开关管K2反并联的ニ极管和与开关管S5反并联ニ极管续流，相电压uA1K输出负电平-E。对于B相当XB为11时，当前开关周期内开关管K4、S1调制信号为低电平；选择开关管K3、S2中某一个开关管始终导通，另ー个开关管调制信号为步骤4中得到的PB，若选择K3始終导通吋，PB为高电平时相电压uB1A2输出正电平E，PB为低电平时相电压uB1A2输出零电平，电流可以由开关管K3和与开关管SI反并联ニ极管续流。若选择S2始终导通吋，PB为高电平时相电压uB1A2输出正电平E, PB为低电平时相电压uB1A2输出零电平，电流可以由开关管S2和与开关管K4反并联ニ极管续流。当XB为00吋，当前开关周期内开关管K3、S2调制信号为低电平；选择开关管K4、SI中某一个开关管始终导通，另ー个开关管调制信号为步骤4中得到的PB，若选择K4始終导通吋，PB为高电平时相电压uB1A2输出负电平-E，PB为低电平时相电压uB1A2输出零电平，电流可以由开关管K4和与开关管S2反并联ニ极管续流。若选择SI始终导通吋，PB为高电平时相电压uB1A2输出负电平-E，PB为低电平时相电压uB1A2输出零电平，电流可以由开关管SI和与开关管K3反并联ニ极管续流。当XB为10吋，当前开关周期内开关管K3、S2调制信号为低电平；选择开关管K4、Si中某一个开关管工作，另ー个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤4中得到的PB取反后的信号，若选择K4工作，PB的取反信号为高电平时相电压uB1A2输出零电平，PB的取反信号为低电平时电流由与开关管K3反并联的ニ极管和与开关管S2反并联ニ极管续流，相电压uB1A2输出正电平E，若选择SI工作，PB的取反信号为高电平时相电压uB1A2输出零电平，PB的取反信号为低电平时电流由与开关管K3反并联的ニ极管和与开关管S2反并联ニ极管续流，相电压uB1A2输出正电平E。当XB为01吋，当前开关周期内开关管K4、S1调制信号为低电平；选择开关管K3、S2中某一个开关管工作，另ー个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤4中得到的PB取反后的信号，若选择K3工作，PB的取反信号为高电平时相电压11_2输出零电平，PB的取反信号为低电平时电流由与开关管K4反并联的ニ极管和与开关管SI反并联ニ极管续流，相电压uB1A2输出负电平-E，若选择S2工作，PB的取反信号为高电平时相电压uB1A2输出零电平，PB的取反信号为低电平时电流由与开关管K4反并联的ニ极管和与开关管SI反并联ニ极管续流，相电压uB1A2输出负电平-E。对于C相当XC为11时，当前开关周期内开关管K6、S3调制信号为低电平；选择开关管K5、S4中某一个开关管始终导通，另ー个开关管调制信号为步骤4中得到的PC，若选择K5始終导通吋，PC为高电平时相电压uaB2输出正电平E，PC为低电平时相电压uaB2输出零电平，电流可以由开关管K5和与开关管S3反并联ニ极管续流。若选择S4始终导通吋，PC为高电平时相电压Ucib2输出正电平Ε, PC为低电平时相电压Uqb2输出零电平，电流可以由开关管S4和与开关管Κ6反并联ニ极管续流。当XC为00吋，当前开关周期内开关管K5、S4调制信号为低电平；选择开关管K6、S3中某一个开关管始终导通，另ー个开关管调制信号为步骤4中得到的PC，若选择K6始終导通吋，PC为高电平时相电压uclB2输出负电平-E，PC为低电平时相电压uaB2输出零电平，电流可以由开关管K6和与开关管S4反并联 ニ极管续流。若选择S3始终导通吋，PC为高电平时相电压Ucib2输出负电平-E，PC为低电平时相电压Uqb2输出零电平，电流可以由开关管S3和与开关管K5反并联ニ极管续流。当XC为10吋，当前开关周期内开关管K5、S4调制信号为低电平；选择开关管K6、S3中某一个开关管工作，另ー个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤4中得到的PC取反后的信号，若选择K6工作，PC的取反信号为高电平时相电压Ucib2输出零电平，PC的取反信号为低电平时电流由与开关管K5反并联的ニ极管和与开关管S4反并联ニ极管续流，相电压uaB2输出正电平E，若选择S3工作，PC的取反信号为高电平时相电压uclB2输出零电平，PC的取反信号为低电平时电流由与开关管K5反并联的ニ极管和与开关管S4反并联ニ极管续流，相电压uaB2输出正电平E。当XC为01吋，当前开关周期内开关管K6、S3调制信号为低电平；选择开关管K5、S4中某一个开关管工作，另ー个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤4中得到的PC取反后的信号，若选择K5工作，PC的取反信号为高电平时相电压uaB2输出零电平，PC的取反信号为低电平时电流由与开关管K6反并联的ニ极管和与开关管S3反并联ニ极管续流，相电压uaB2输出负电平-E，若选择S4工作，PC的取反信号为高电平时相电压uclB2输出零电平，PC的取反信号为低电平时电流由与开关管K6反并联的ニ极管和与开关管S3反并联ニ极管续流，相电压uaB2输出负电平-E。8)将上一歩中得到的各桥臂上下开关管调制信号在各相输出电流换向处加入死区时间。下面结合附图和具体实施方式
进ー步说明本发明。图I所示为用于高压大功率三相异步电机的六半桥变频器主电路图，直流母线P与直流母线Q之间跨接ー电压值为E的直流电源或电容，图中采用了直流电源，母线P、Q间并联6个半桥。桥BI由全控型电カ电子开关K1、K2串联而成,输出电压uA1。桥B2由全控型电カ电子开关SI、S2串联而成，输出电压uA2。桥B3由全控型电カ电子开关K3、K4串联而成，输出电压uB1。桥B4由全控型电カ电子开关S3、S4串联而成,输出电压uB2。桥B5由全控型电カ电子开关K5、K6串联而成,输出电压ucl。桥B6由全控型电カ电子开关S5、S6串联而成，输出电压11。2。每个开关管反并联ー个续流ニ极管。桥BI、桥B6构成A相，输出的相电压uAie2供给异步电机定子A相绕组，桥B3、桥B2构成B相，输出的相电压uB1A2供给异步电机定子B相绕组，桥B5、桥B4构成C相，输出的相电压uaB2供给异步电机定子C相绕组。图2所不为电压空间矢量作用不意图,将6个桥臂分成两组,桥臂B1、B3、B5为ー组，桥臂B2、B4、B6为另ー组。三相对称參考电压uA1r、uB1r、uar分别为uA1、uB1、ua的參考电压,三相对称參考电压分别为UaPUk^Uc2的參考电压。三相參考电压UA1r、UB1r、Ucl,滞后三相參考电压Ua2PUb2i^Uc2, π /3电角度,这两组參考电压幅值与频率相同。并且，UA1r与UC2r互差31电角度，UB1r与UA&互差Π电角度，与UB&互差π电角度。将三相參考电压uA1r、uB1r、uar通过park变换,变换到α β坐标系得到參考矢量V”将三相參考电压uA&、uB2r> Uc2r通过park变换,变换到α β坐标系得到參考矢量V2。V2也可根据与V1幅值相等，相位超前V1 π/3电角度的关系求得，这样可以减少运算量。六个非零基本矢量(UpU2、U3、U4、U5、U6)把α β平面分成6个扇区。根据參考矢量V1由线性组合原理求得V1所在扇区两非零基本矢量Uk、Uk+1(I彡k彡5)的作用时间tk、tk+1。然后进行饱和判断，当(tk+tk+1)大于开关周期Ts时，零基本矢量Uk作用时间修改为tkTノ (tk+tk+1)，零基本矢量Uk+1作用时间修改为tk+1Tン(tk+tk+1)。零矢量作用时间b为Ts-tk-tk+1。根据V1与V2的对称关系可知V2所在扇区两非零基本矢量为Uk+1、Uk+2，特別地，如果k为5，则Uk+1为U6，Uk+2为U1，基本矢量为Uk+1作用时间Tk+1等于tk，基本矢量为Uk+2作用时间Tk+2等于tk+1，零矢量作用时间Ttl等于b。图2中是V1处于第III扇区时的情況。 图3所示为表征各相电压在开关周期内输出平均电压绝对值大小的脉冲波形产生框图，根据上一歩中求得的V1所在扇区两非零基本矢量作用时间与零矢量作用时间，对桥臂BI、B3、B5作不加死区的传统三半桥电压空间矢量脉宽调制，得到同一桥臂上下开关管互补导通的调制信号。其中对应桥BI上管Kl调制信号为P1，对应桥B3上管K3调制信号信号为P3，对应桥B5上管K5调制信号信号为P5。以同样的方法，对桥臂B2、B4、B6作传统不加死区的三半桥电压空间矢量脉宽调制，对应桥B2上管SI调制信号信号为Q1，对应桥B4上管S3调制信号信号为Q3,对应桥B6上管S5调制信号信号为Q5。调制信号P1与Q5作异或处理得到表征A相电压在开关周期内输出平均电压绝对值大小的脉冲波形PA，将P3与Q1作异或处理得到表征B相在各开关周期内输出相电压平均值的绝对值大小的脉冲波形PB，将P5与Q3作异或处理得到表征C相在各开关周期内输出相电压平均值的绝对值大小的脉冲波形PC。图4所示为A相各开关管调制信号无死区优化框图，參考电压Uto与O比较，当uA,大于O则表示当前开关周期内A相相电压需要输出平均电压值为正，标记逻辑变量UPN_A为1，反之当Uto小于O则表示当前开关周期内A相相电压需要输出平均电压值为负，标记逻辑变量UPN_A为O。输出相电流值ia与O比较，当ia大于O则标记逻辑变量IPN_A为1，反之当ia小于O则标记逻辑变量IPN_A为O。若UPN_A为1，IPN_A为1，则状态变量XA为11 ;若UPN_A为1，IPN_A为0，则状态变量XA为10 ;若UPN_A为0，IPN_A为1，则状态变量XA为01 ;若UPN_A为0，IPN_A为0，则状态变量XA为00;特别地，当ia等于0，UPN_A为1，则状态变量XA为11，当ia等于0，UPN_A、0，则状态变量XA为00。当XA为11时，当前开关周期内开关管K2调制信号PWM_K2为低电平，开关管S5调制信号PWM_S5为低电平；选择开关管Kl、S6中某一个开关管始终导通，另ー个开关管调制信号为PA，图中选择开关管S6始终导通，开关管S6调制信号PWM_S6为高电平，开关管Kl调制信号PWMJQ为PA。当XA为10吋，当前开关周期内开关管Kl调制信号PWM_K1为低电平，开关管S6调制信号PWM.S6为低电平；选择开关管K2、S5中某一个开关管工作，另ー个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为PA取反后的信号，图中选择K2工作，开关管K2调制信号PWM_K2为PA的取反信号，开关管S5调制信号PWM_S5为低电平。当XA为01吋，当前开关周期内开关管K2调制信号PWM_K2为低电平，开关管S5调制信号PWM_S5为低电平；选择开关管Kl、S6中某一个开关管工作，另ー个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为PA取反后的信号，图中选择Kl工作，开关管Kl调制信号PWM_K1为PA的取反信号，开关管S6调制信号PWM_S6为低电平。当XA为OO时，当前开关周期内开关管Kl调制信号PWMJQ为低电平，开关管S6调制信号PWM_S6为低电平；选择开关管K2、S5中某一个开关管始终导通，另ー个开关管调制信号为PA，图中选择S5始终导通，开关管S5调制信号PWM_S5为高电平，开关管K2调制信号PWM_K2为PA。图中得到的A相四个开关管的调制信号需在A相输出电流换向时加入死区时间。图5所示为B相各开关管调制信号无死区优化框图，參考电压Uto与O比较，当Ute大于O则表示当前开关周期内B相相电压需要输出平均电压值为正，标记逻辑变量UPN_B为1，反之当Ute小于O则表示当前开关周期内B相相电压需要输出平均电压值为负，标记逻辑变量UPN_B为O。输出相电流值ib与O比较，当ib大于O则标记逻辑变量IPN_B为1，反之当ib小于O则标记逻辑变量IPN_B为O。若UPN_B为1，IPN_B为1，则状态变量XB为 11 ;若UPN_B为1，IPN_B为0，则状态变量XB为10 ;若UPN_B为0，IPN_B为1，则状态变量XB为01 ;若UPN_B为0，IPN_B为0，则状态变量XB为00 ;特别地，当ib等于0，UPN_B为1，则状态变量XB为11，当ib等于0，UPN_B、0，则状态变量XB为00。当XB为11时，当前开关周期内开关管K4调制信号PWM_K4为低电平，开关管SI调制信号PWM_S1为低电平；选择开关管K3、S2中某一个开关管始终导通，另ー个开关管调制信号为PB，图中选择开关管S2始终导通，开关管S2调制信号PWM_S2为高电平，开关管K3调制信号PWM_K3为PB。当XB为10吋，当前开关周期内开关管K3调制信号PWM_K3为低电平，开关管S2调制信号PWM.S2为低电平；选择开关管K4、SI中某一个开关管工作，另ー个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为PB取反后的信号，图中选择K4工作，开关管K4调制信号PWM_K4为PB的取反信号，开关管SI调制信号PWM_S1为低电平。当XB为01吋，当前开关周期内开关管K4调制信号PWM_K4为低电平，开关管SI调制信号PWM_S1为低电平；选择开关管K3、S2中某一个开关管工作，另ー个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为PB取反后的信号，图中选择K3工作，开关管K3调制信号PWM_K3为PB的取反信号，开关管S2调制信号PWM_S2为低电平。当XB为00时，当前开关周期内开关管K3调制信号PWM_K3为低电平，开关管S2调制信号PWM_S2为低电平；选择开关管K4、SI中某一个开关管始终导通，另ー个开关管调制信号为PB，图中选择SI始终导通，开关管SI调制信号PWM_S1为高电平，开关管K4调制信号PWM_K4为PB。图中得到的B相四个开关管的调制信号需在B相输出电流换向时加入死区时间。图6所示为C相各开关管调制信号无死区优化框图，參考电压与O比较，当u&大于O则表示当前开关周期内C相相电压需要输出平均电压值为正，标记逻辑变量UPN_C为1，反之当u&小于O则表示当前开关周期内C相相电压需要输出平均电压值为负，标记逻辑变量UPN_C为O。输出相电流值i。与O比较，当i。大于O则标记逻辑变量IPN_C为1，反之当i。小于O则标记逻辑变量IPN_C为O。若UPN_C为1，IPN_C为1，则状态变量XC为11 ;若UPN_C为1，IPN_C为0，则状态变量XC为10 ;若UPN_C为0，IPN_C为1，则状态变量XC为01 ;若UPN_C为0，IPN_C为0，则状态变量XC为00 ;特别地，当i。等于0，UPN_C为1，则状态变量XC为11，当i。等于0，UPN_C、0，则状态变量XC为00。当XC为11时，当前开关周期内开关管K6调制信号PWM_K6为低电平，开关管S3调制信号PWM_S3为低电平；选择开关管K5、S4中某一个开关管始终导通，另ー个开关管调制信号为PC，图中选择开关管S4始终导通，开关管S4调制信号PWM_S4为高电平，开关管K5调制信号PWM_K5为PC。当XC为10吋，当前开关周期内开关管K5调制信号PWM_K5为低电平，开关管S4调制信号PWM.S4为低电平；选择开关管K6、S3中某一个开关管工作，另ー个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为PC取反后的信号，图中选择K6工作，开关管K6调制信号PWM_K6为PC的取反信号，开关管S3调制信号PWM_S3为低电平。当XC为01吋，当前开关周期内开关管K6调制信号PWM_K6为低电平，开关管S3调制信号PWM_S3为低电平；选择开关管K5、S4中某一个开关管工作，另ー个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为PC取反后的信号，图中选择K5工作，开关管K5调制信号PWM_K5为PC的取反信号，开关管S4调制信号PWM_S4为低电平。当XC为00时，当前开关周期内开关 管K5调制信号PWM_K5为低电平，开关管S4调制信号PWM_S4为低电平；选择开关管K6、S3中某一个开关管始终导通，另ー个开关管调制信号为PC，图中选择S3始终导通，开关管S3调制信号PWM_S3为高电平，开关管K6调制信号PWM_K6为PC。图中得到的C相四个开关管的调制信号需在C相输出电流换向时加入死区时间。
权利要求
1.一种用于高压大功率三相异步电机的六半桥SVPWM控制方法，其特征在于，所使用的变频器由直流电源或电容与6个半桥并联构成，在一个周期2 电角度内划分6个正弦参考电压，相位依次相差n/3电角度，幅值与频率彼此相等，每个正弦参考电压各作为六桥臂中某一桥臂的参考电压；将6半桥分成两组，每组半桥的三个参考电压幅值与频率相等，相位互差2JI/3电角度；将6个半桥中参考电压相位互差电角度的两半桥的输出电压差构成一相输出电压，进而得到三相输出电压；变频器每一相的两个供电端子分别接于三相异步电机定子各相绕组两端，分别对这两组半桥作传统3半桥不加死区电压空间矢量调制，得到对应各开关管的调制信号，所得的调制信号经过基于优化前后对应每个开关周期内输出平均电压相等为原则的无死区优化过程，并在各相输出电流换向处加入一个死区时间得到最终各开关管的调制信号。
2.根据权利要求I所述的方法，其特征在于，该控制方法包括以下步骤 (1)将6半桥分成两组，由反并联续流二极管的全控型开关管Kl、K2构成的半桥BI，由反并联续流二极管的全控型开关管K3、K4构成的半桥B3，由反并联续流二极管的全控型开关管K5、K6构成的半桥B5，半桥B1、B3、B5这三个半桥组成一组，由反并联续流二极管的全控型开关管SI、S2构成的半桥B2，由反并联续流二极管的全控型开关管S3、S4构成的半桥B4,由反并联续流二极管的全控型开关管S5、S6构成的半桥B6,半桥B2、B4、B6这三个半桥组成另一组，在一个周期2 电角度内划分6个正弦参考电压,相位依次相差/3电角度，幅值与频率彼此相等，每个正弦参考电压各作为六桥臂中某一桥臂的参考电压，半桥民、84、86的三相参考电压超前半桥Bi、B3、B5的三相参考电压/3电角度，半桥B1与半桥B6两者参考电压互差电角度，半桥B1与半桥B6构成A相，半桥B2与半桥B3两者参考电压互差电角度，半桥B2与半桥B3构成B相，半桥B4与半桥B5两者参考电压互差电角度，半桥B4与半桥B5构成C相，将两组半桥的三相参考电压通过park变换，变换到a ^坐标系得到参考矢量V1与V2 ;或者V2根据与求得的V1幅值相等，V2超前V1 /3电角度的关系求得；六个非零基本矢量(U。U2、U3、U4、U5、U6)将a @平面分成六个扇区； (2)由线性组合原理求得V1所在扇区内两非零基本矢量Uk、Uk+1(I ^ 5)的作用时间tk、tk+1，然后进行饱和判断，当(tk+tk+1)大于开关周期Ts时，非零基本矢量Uk作用时间修改为tkTs/ (tk+tk+1)，非零基本矢量Uk+1作用时间修改为tk+1Ts/ (tk+tk+1)，零矢量作用时间t0为Ts-tk-tk+1，根据V1与V2的对称关系可知V2所在扇区两非零基本矢量为Uk+1、Uk+2，特别地，如果k为5，则Uk+1为U6, Uk+2为U1，基本矢量Uk+1作用时间Tk+1等于tk，基本矢量Uk+2作用时间Tk+2等于tk+1，零矢量作用时间Tci等于h ； (3)分别对这两组半桥作传统3半桥不加死区电压空间矢量脉宽调制，得到对应各开关管的调制信号； (4)取上一步中得到的每相两半桥上管调制信号，两信号作异或处理，得到表征各相电压在每个开关周期内输出平均电压绝对值大小的脉冲波形PA、PB、PC; (5)输出三相电压的等效参考电压是半桥B1、半桥B3、半桥B5的三相参考电压的2倍，通过输出三相电压的等效参考电压与0比较得到表征各相在当前开关周期内相电压输出平均电压极性的逻辑量UPN_A、UPN_B、UPN_C的值，当等效参考电压极性为正时逻辑值为1，当等效参考电压极性为负时逻辑值为0 ; (6)确定当前时刻变频器工作状态，先检测各相输出电流，将其与0比较后，得到反映极性的逻辑量IPN_A、IPN_B> IPN_C,当极性为正时逻辑值为1，当极性为负时逻辑值为O，对于A相，若UPN_A为I，IPN_A为I，则表征A相工作状态的状态变量XA为11，若UPN_A为I，IPN_A 为 O，则 XA 为 10，若 UPN_A 为 0，IPN_A 为 I，则 XA 为 01，若 UPN_A 为 0，IPN_A 为 0，则XA为00，特别地，当A相输出电流等于0，UPN_A为1，则XA为11，当A相输出电流等于0，UPN_A为0，则XA为00，对于B相，若UPN_B为1，IPN_B为1，则表征B相工作状态的状态变量XB为11，若UPN_B为I，IPN_B为0，则XB为10，若UPN_B为0，IPN_B为I，则XB为01，若UPN_B为0，IPN_B为0，则XB为00，特别地，当B相输出电流等于0，UPN_B为1，则XB为11，当B相输出电流等于0，UPN_B为0，则XB为00，对于C相，若UPN_C为1，IPN_C为1，则表征C相工作状态的状态变量XC为11，若UPN_C为1，IPN_C为0，则XC为10，若UPN_C为0，IPN_C为1，则XC为01，若UPN_C为0，IPN_C为0，则XC为00，特别地，当C相输出电流等于0，UPN_C为1，则XC为11，当C相输出电流等于0，UPN_C为0，则XC为00 ; (7)根据每相状态变量的值确定各开关管优化后的调制信号，对于A相，当XA为11时，当前开关周期内开关管K2、S5调制信号为低电平，选择开关管Kl、S6中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤4中得到的PA，当XA为00时，当前开关周期内开关管 K1、S6调制信号为低电平，选择开关管K2、S5中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤4中得到的PA，当XA为10时，当前开关周期内开关管Kl、S6调制信号为低电平，选择开关管K2、S5中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤4中得到的PA取反后的信号，当XA为01时，当前开关周期内开关管K2、S5调制信号为低电平，选择开关管Kl、S6中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤4中得到的PA取反后的信号，同理对于B相，当XB为11时，当前开关周期内开关管K4、SI调制信号为低电平，选择开关管K3、S2中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤4中得到的PB，当XB为00时，当前开关周期内开关管K3、S2调制信号为低电平，选择开关管K4、SI中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤4中得到的PB，当XB为10时，当前开关周期内开关管K3、S2调制信号为低电平，选择开关管K4、SI中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤4中得到的PB取反后的信号，当XB为01时，当前开关周期内开关管K4、S1调制信号为低电平，选择开关管K3、S2中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤4中得到的PB取反后的信号，同理对于C相，当XC为11时，当前开关周期内开关管K6、S3调制信号为低电平，选择开关管K5、S4中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤4中得到的PC，当XC为00时，当前开关周期内开关管K5、S4调制信号为低电平，选择开关管K6、S3中某一个开关管始终导通，另一个开关管调制信号为步骤4中得到的PC，当XC为10时，当前开关周期内开关管K5、S4调制信号为低电平，选择开关管K6、S3中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤4中得到的PC取反后的信号，当XC为01时，当前开关周期内开关管K6、S3调制信号为低电平，选择开关管K5、S4中某一个开关管工作，另一个开关管的调制信号为低电平，选为工作的开关管的调制信号为步骤4中得到的PC取反后的信号； (8)将上一步中得到的各开关管调制信号在各相输出电流换向处加入死区时间得到最终各开关管的调制信号。
3.根据权利要求I或2所述的方法，其特征在于，在同一开关时间内输出平均电压相等，各相各桥臂每半个周期只在相电流换向时提供一个死区时间，加入死区的频率是参考电压频率的2倍。
4.根据权利要求I或2所述的方法，其特征在于，所产生调制信号使每相四个开关管在每个开关周期内至多只有两个开关管工作，当某相输出电压与电流同极性或输出电流为零时，此相四个开关管在开关周期内仅有一对管工作，当某相输出电压与电流不同极性时，此相四个开关管在开关周期内仅有一个开关管工作。
全文摘要
本发明涉及三相异步电机变频调速技术，旨在提供一种用于高压大功率三相异步电机的六半桥SVPWM控制方法。该方法所使用的变频器由直流电源或电容与6个半桥并联构成，变频器每一相的两个供电端子分别接于三相异步电机定子各相绕组两端，分别对这两组半桥作传统3半桥不加死区电压空间矢量调制，得到对应各开关管的调制信号，所得的调制信号经过基于优化前后对应每个开关周期内输出平均电压相等为原则的无死区优化过程，并在各相输出电流换向处加入一个死区时间得到最终各开关管的调制信号。本发明使得每半个周期只在相电流换向时提供一个死区，加入死区的频率是参考电压频率的2倍，这与开关频率相比所加死区的影响几乎可以忽略不计。
文档编号H02P27/08GK102651632SQ20121014336
公开日2012年8月29日 申请日期2012年5月9日 优先权日2012年5月9日
发明者宋春伟, 朱明磊, 赵荣祥 申请人:浙江大学