专利名称：微功耗直流逆变器的利记博彩app
技术领域：
本实用新型涉及一种微功耗直流逆变器。
背景技术：
传统直流逆变器采用PWM脉宽调制的方法，电路拓朴有桥式、半桥式、推挽式、正激式、反激式等等，其工作方法是，首先不问青红皂白，把输入的一种直流电压全部变成高频率方波再说，然后用电感、电容滤波，变成交流电压，这种方法有以下毛病1)采用脉宽调制的方法，高频率、大功率方波的产生过程，也就是强烈EMI干扰产生的过程，大功率直流逆变器相当于一个高频功率发射台，可以想见，所产生的干扰何其严重。2)功率变换过程中，输入功率的全部必须进行实际的功率变换，所有变换的功率必须通过磁芯变压器或电感传递才能到达输出端，损耗大，效率低。
发明内容针对传统逆变器上述两个毛病一是产生强烈EMI干扰，二是效率低，本实用新型主功率器件工作在工频，无EMI干扰，同时采用宝塔波和电压切割法，使得整机效率达到 99. 9%以上。微功耗直流逆变器原理图1是微功耗直流逆变器工作原理示意图，工作过程如下；1)正弦波前IOms面积沿Y轴N等分，此处以4等分为例；2)每等分以下底为一边作4个长方形，堆累成塔形如图示；3)利用电容网络由输入直流电压产生宝塔波，这是实施直流逆变的第一步；4)用正弦波从内部切割此塔形，正弦波的幅值选择原则是，使得正弦波在内部刚好和宝塔波的直角边相切；5)宝塔波被切去多余部份后的实体，刚刚好是输出的正弦波电压Va ；6)宝塔波切下来的多余部份打散、揉合，变换成正弦波电压Vb，与前述Va同时输出，产生输出电压Vo的前IOms波形；7)正弦波后IOms处理方法同上，产生输出电压Vo的后IOms波形。微功耗直流逆变器由一个电压切割电路和一个N阶电容网络组成，N阶电容网络的输出端接电压切割电路的输入端。电压切割电路由场效应管Q9、Q12组成，它们的源极接在一起，通过电阻Rl接地，电容C8和电阻Rl并联，场效应管Q9的漏极接电容网络的正极， 场效应管Q12的漏极接电容网络的负极，场效应管Q9、Q12的驱动信号V12是幅值310V的正弦波信号。N阶电容网络由正、负双臂组成，电容网络的正臂由电容C1、C3、C5、C7和场效应管Q3、Q6、Q8、Qll组成，电容Cl的正极接场效应管Q3的源极，场效应管Q3的漏极接二极管Dl的阴极，电容C3的正极接场效应管Q6的源极，场效应管Q6的漏极接二极管Dl的阳极和电容Cl的负极，电容C5的正极接场效应管Q8的源极，场效应管Q8的漏极接二极管D3的阳极和电容C3的负极，电容C7的正极接场效应管Qll的源极，场效应管Qll的漏极接二极管D5的阳极和电容C5的负极，电容C7的负极接地，二极管D1、D3、D5的阴极同时接电容网络的正极，即场效应管Q9的漏极；电容网络的负臂由电容C2、C4、C6、C9和场效应管Q1、Q5、Q7、Q10组成，电容C2的负极接场效应管Ql的源极，场效应管Ql的漏极接二极管D2的阳极，电容C4的负极接场效应管Q6的源极，场效应管Q5的漏极接二极管D2的阴极和电容C2的正极，电容C6的负极接场效应管Q7的源极，场效应管Q7的漏极接二极管D4的阴极和电容C4的正极，电容C9 的负极接场效应管QlO的源极，场效应管QlO的漏极接二极管D3的阴极和电容C6的正极， 电容C9的正极接地，二极管D2、D4、D6的阳极同时接电容网络的负极，即场效应管Q12的漏极；输入正直流电压V4的负极接地其正极接场效应管Q4的漏极，场效应管Q4的源极接场效应管Q9的漏极，输入负直流电压V6的正极接地，其负极接场效应管Q2的漏极，场效应管Q2的源极接场效应管Q12的漏极；栅极驱动信号V1、V2是市电同步方波信号，正臂驱动信号V13、V10、V8、V5和负臂驱动信号V11、V9、V7、V3也是市电同步方波信号，但脉宽以每2ms递减，延时以每Ims递增， 场效应管Q9、Q12的驱动信号V12是幅值310V的正弦波信号。微功直流耗逆变器电路简单，容易实现，故障率低，安全可靠，最主要的特点是，所有器件工作在工频，不产生EMI干扰，也不产生高频损耗，效率高达99. 9 %，节能环保，成本、体积、重量、功耗都是传统逆变器的十分之一。
图1是宝塔波切割原理；图2是宝塔波产生电路；图3宝塔波的仿真波形图4是电压切割电路；图5正弦波切割宝塔波的过程仿真；图6是宝塔波切成的正弦波电压；图7是引入UC1825控制芯片的电压补偿电路；图8是引入UC1825控制芯片补偿电压的仿真没形；图9是四阶宝塔波产生电路；图10是十六阶宝塔波驱动信号产生电路；图11是十六阶宝塔波驱动信号仿真波形；图12是八阶宝塔波仿真波形；图13是正弦波切割宝塔波过程仿真；图14是十六阶宝塔波仿真波形；图15是四阶宝塔波产生电路；图16是八阶宝塔波产生电路；图17是八阶宝塔波产生电路㈧；图18是八阶宝塔波产生电路⑶；[0038]图19是十六阶宝塔波产生电路；图20是十六阶宝塔波产生电路㈧；图21是十六阶宝塔波产生电路⑶；图22是十六阶宝塔波产生电路(C)；图2是4阶宝塔波产生电路，宝塔波产生电路实际上是一个电容升压网络，这了简化说明，以电源V3、V5、V7、V9、V11、V13、V15、V17代表网络电容上的电压，图2中，MOS管 Q4、Q6、Q8、QlO等组成4阶电容网络的正臂，MOS管Q2、Q5、Q7、Q9等组成4阶电容网络的负臂，其中Q6、Q5、V7、V9、D3、D4组成了电容网络的一阶，从下到上阶数递增。前10ms，电容网络的正臂启动，各阶MOS管栅极驱动信号导通时间随阶数增加按每次2ms递减，各阶MOS管栅极驱动信号延时时间按每次Ims递增，第一阶MOS管QlO的驱动信号V16的导通时间为10ms，延时时间为0ms，依此类推。Q1、Q3栅极所加驱动信号是周期20ms的等幅方波电压，前IOms期间，Ql饱和导通。在V16高电平期间(脉宽10ms，延时 Oms)，QlO饱和导通，V15上的电压通过QlO的漏源极、D2、Ql的漏源极，在负载电阻Rl上产生持续时间10ms、幅值为V15的方形电压Sl ；在V12高电平期间(脉宽8ms，延时1ms)， Q8饱和导通，Vll上的电压通过Q8的漏源极、D6、Ql的漏源极，在负载电阻Rl上产生持续时间8ms、幅值为Vll的方形电压S2，S2左右地称地堆在Sl之上；在V8高电平期间(脉宽 6ms，延时aiis)，Q6饱和导通，V7上的电压通过Q6的漏源极、D3、Ql的漏源极，在负载电阻 Rl上产生持续时间6ms、幅值为V7的方形电压S3，S3左右对称地堆在S2之上；在V4高电平期间(脉宽細8，延时:3ms)，Q4饱和导通，V3上的电压通过Q4的漏源极、DU Ql的漏源极，在负载电阻Rl上产生持续时间細S、幅值为V3的方形电压S4，S左右对称地堆在S3之上；在前IOms到来的最后时刻，在负载电阻Rl上形成Sl在下、S4在上、持续时间递减的宝塔波电压。后IOms期间，电容网络的负臂启动，同样道理，在负载电阻Rl上形成Sl在上、S4 在下、持续时间递减的负方向宝塔波电压。20ms到来的最后时刻，在电阻Rl上形成了一个完整的宝塔波电压，图3是所产生的宝塔波电压的仿真波形。图4是正弦波切割宝塔波的实际电路，MOS管Q5、Q6、TX1等组成了电压切割电路， 加在变压器TXl原边和地之间的是宝塔波电压VI，Q5、Q6栅极加包络为馒头波的方波驱动信号V4、V5，V5滞后V4半个周期。V4、V5幅值的选择原则是使得正弦波V4、V5刚好和宝塔波Vl的内部直角边相切，前10ms，漏极所加正宝塔波电压Vl通过二极管D1、Q5漏源极， 加在负载电阻R3上，由于源极电压跟踪栅极电位，于是在电阻R3上形成与栅极波形的包络相同的正馒头波电压，相当于栅极电压在漏极宝塔波电压上切下来一个与栅极电压包络形状相同的正馒波电压；同样道理，后10ms，栅极电压在漏极宝塔波电压上切下来一个与栅极电压包络形状相同的负馒波电压，一个周期过后，在电阻R3上形成了一个完整的正弦波电压Voa。图5是栅极信号电压切割漏极宝塔波电压实际过程的仿真波形，图6的仿真波形是是在负载电阻R3上获得的、切去了宝塔波多余部份后的正弦波电压Voa。宝塔波电压Vl切下正弦波后剩余部份，其波形是8个小直角三角形(请参考图 1)，这些直角三角形的斜边都与时间轴重合，三角形的高度就是直角三角形斜边上的高。这些三角形电压通过TXl进行功率变换，选择适当变比，TXl付边所产生的双边带方波电压通过动态整电压，变成正负对称电压Vob，与宝塔波产生电路中的输入直流电压并联，进行电能回馈。图4的切割电路产生的正弦波电压，因各种原因，其幅值达不到额定要求时，要采用电压补偿电路，对此电压进行补偿，补偿电路的原理如下。图7是电压补偿电路，功率MOS管Q5、Q6和磁芯变压器TXl组成了主电路，UC1825 控制芯片输出的调制信号0UT_A、0UT_B通过变压器TX2加到Q5、Q6的栅极，V2是输入正弦波电压Vi，Q6的源极接地。在调制信号0UT_A、0UT_B的控制下，TXl原边和付边都产生包络为正弦波的双边带方波电压，适当选择TXl的变比，可使得付边方波幅值是需要的补偿电压。Q1-Q4接成动态整流电路，变压器付包络为正弦波的双边带方波电压加在Ql的漏极和负载电阻R9、RlO 的共同点之间，动态整流的输出电压一端在Vf点与输入电压V2相联，另一端在Vo点输出。 输出电压Vo的幅值等于输入电压V2和动态整流输出电压之和。变压器TXl的付边接有由Q1-Q4组成的动态整流电路[1]，可将TXl附边产生的包络为正弦波的双边带方波电压整流为正弦波电压，适当选择TXl的变比，可使得动态整流电路输出的正弦波电压为额定输出电压和输入电压之差Vc (补偿电压Vc从Q3、Q4的源极取出)，此电压与输入电压同频、同相、同步，与输入电压Vi叠加后，形成额定输出电压Vo。 图8是补偿电路各点电压的仿真波形，土面是输入电压Vi，下面是TXl付边通过动态整流产生的补偿电压Vc加上输入电压Vi后，形成的输出电压Vo。
具体实施方式
1、微功耗直流逆变器G阶)实际电路图9是微功耗直流逆变器G阶)实际电路，C1-C7、C9共八个电容取代了图2中的8个电压源V3、V5、V7、V9、VII、V13、V15、V17，幅值310V的正负对称直流电压V7、V8通过Q4、Q3分别对电容网络的正、负臂充电，然后正、负臂上各阶中的MOS管从右到左依次导通，形成宝塔波电压。前101^，1 5管04导通，直流正电压￥7通过02、06、08、011的体内二极管对网络电容Cl、C3、C5、C7充电，后10ms, MOS管Q3导通，直流负电压V8通过Ql、Q5、Q7、QlO的体
内二极管对网络电容C2、C4、C6、C9充电，当网络电容充满电压以后，其放电和产生宝塔波电压的过程与图2电路完全相同，不再重复。Q9、Q12的栅极和地之间所加电压V12是幅值308V、包络为正弦波的方波驱动信号，构成电压切割电路。当宝塔波电压加在Q9、Q12的漏极时，在源极负载电阻Rl上得到标准正弦波电压，仿真波形如图6所示。图4电路中的TXl付边所产生的双边带方波电压通过动态整电压，变成正负对称电压Vob，正确选择TXl的变比，调节驱动信号V4、V5的脉宽，可使Vob的输出幅度与此处的正负对称电压V7、V8幅值相等，Vob与V7、V8同时提供宝塔波产生电路的电压。图15是微功耗直流逆变器G阶)的实际电路，也是图9的电路接上场效应管的栅极驱动信号后而成。电路分两部份，左边是控制部份，由两片LM339 (8个比较器)组成的比较电路决定组成电容网络的场效应管的导通机，以便产生宝塔波电压，右边是宝塔波产生电路，宝塔波电压的获得及切割方法，前有详细描述，此处不现重复。2、宝塔波(16阶)驱动信号产生电路[0059]图10是16阶微功耗分逆变器驱动信号的实际电路，电路由4片16个LM339比较器组成，参考电压V2是直流电压，阻值相同的16个电阻串联后与V2并联，16个比较器的反相端顺序、依次接在串联电阻上，第1个比较器接1个电阻，第2个比较器接2个电阻，余类推如图8。另有交流参考电压Vl，全波整流后直接接到每一个比较器的同相输入端，同时设交、直流参考电压VI、V2的幅值都是16V。前10ms，当交流参考电压Vl的幅值小于IV时，没有一个比较器的同相端电压大于反相端电压，所有比较器都输出低电平，当Vl的幅值大于等于IV时，第1个比较器的同相端电压大于其反相端电压，输出高电平，当Vl的幅值大于等于2V时，第2个比较器的同相端电压大于其反相端电压，输出高电平，其余类推。当最后一个，即第16个比较器输出高电平以后，交流参考电压Vl将到达极值，随着时间的推移，Vl将下降。当交流参考电压Vl的幅值下降到小于16V时，第16个比较器的同相端电压小于其反相端电压，其输出端电压产生负跳变，电压由高变低，产生了第1个、也是持续时间最短的脉冲信号，当交流参考电压Vl的幅值下降到小于15V时，第15个比较器的同相端电压小于其反相端电压，其输出端电压产生负跳变，电压由高变低，产生了第2个脉冲信号，其余类推。当交流参考电压Vl的幅值下降到小于IV时，第1个比较器的同相端电压小于其反相端电压，其输出端电压产生负跳变，电压由高变低，产生了第16个、也是最后1个、同时是持续时间最长的脉冲信号，当第二个IOms到来的时候，重复上述工作过程。所产生的16个持续时间由短到长的脉冲驱动信号，也就是形成宝塔电压的各个微分电压，请参考图11的仿真波形。显然，交流参考电压Vl的频率决定了所产生的脉冲信号的持续时间，即决定了微分逆变器输出交流电压的频率，而参考电压VI、V2的幅值决定了所产生的脉冲信号的高度，即决定了微分逆变器输出交流电压的幅值，Vl的频率和V1、V2幅值是可以任意调节的，所以，微分逆变器输出交流电压的频率和幅值也是可以任意调节的。图12是微功耗直流逆变器(8阶)输出电压仿真波形，图13是宝塔波的切割过程的仿真波形，从图可以看到，当宝塔波的阶数N增加时，例如N = 8，所产生的宝塔波非常接近正弦波，可以省去电压切割这一环节。从图12的仿真波形可以看出，从宝塔波切割下来的边角料，随着阶数N的增加，总面积越来越小，这是因为宝塔波可以看成纵轴上的N个微分叠加而成，当N趋于无穷时，宝塔波趋于正弦波，这时候，用正弦波切割宝塔波，切下来的边角料总面积等于零。3、微功耗直流逆变器(8阶)实际电路图16是微功耗直流逆变器(8阶)实际电路，电路分成A、B两部份，A部份是控制电路，决定主电路场效应管的导通时机，B部份是宝塔波产生电路，这里电容网络的阶数N=8，比图2多了四个网络电容，但累积宝塔波的原理相同，此处不再重复。图17是微功耗直流逆变器(8阶)实际电路的A部份，图18是微功耗直流逆变器(8阶)实际电路的B部份。4、微功耗直流逆变器(16阶)实际电路图16是微功耗直流逆变器(16阶)实际电路，电路分成A、B、C三部份，A部份是主电路左边的控制电路，决定左喧电路场效应管的导通时机，C部份是主电路右边的控制电路，决定右边主电路场效应管的导通时机，B部份是宝塔波产生电路，这里电容网络的阶数N= 16，比图2多了 12个网络电容，但累积宝塔波的原理相同，此处不再重复。[0069]图21是微功耗直流逆变器(16阶)实际电路的A部份，图22是微功耗直流逆变器(16阶)实际电路的B部份，图23是微功耗直流逆变器(16阶)实际电路的C部份。一般多电平FBI逆变器，例如三电平逆变、五电平逆变，七电平逆变等，增加输出电压电平数N的目的，是为了减少输出电压波形中的谐波含量，但所需功率器件和电路复杂性逞指数增加，必须要有N个隔离的、独立的电压源，而且每个FBI中功率器件的驱动信号也是隔离的、独立的。三相二电平逆变，功率器件6个，三相三电平逆变，功率器件12个，三相五电平逆变，功率器件M个。如果要实现16电平逆变，所需功率器件P = 2N = 216=65536，需要隔离的、独立的驱动信号65536个，这种纸上谈兵的逆变电路，在实际上是完全不可能实现的，只能是望梅止渴。所有有关逆变器的教科书都提及多电平逆变，但没有哪一本教科书能画出五电平以上逆变器的实际电路，因为太复杂，画也画不出来，怎么能实际做出来。SPWM全桥逆变电路(FBI)，不仅仅是功率器件逞指数增加的问题，更要命的是，在进行多电平叠加的同时，还要在每一个电平中进行SPWM脉宽调制，一个FBI的SPWM控制已经够复杂，现在要对多达2N = 65536个SPWM驱动信号进行控制，其空间矢量的复杂程度，是不可想像的。微功直流耗逆变器所需功率器件和电路复杂性逞线性增加，即所需功率器件P =2N，其中N为电平数。图4是4电平微功耗直流逆变器的实际电路，所需功率器件P = 2N=2*4 = 8，实现16电平逆变器，所需功率器件P = 2N = 2*16 = 32，图14是微功耗直流逆变器(16阶)宝塔波电压仿真波形，图中曲线可以看到，N = 16的宝塔波已经趋近正弦波，根本用不着进行电压切割。
权利要求1.一种微功耗直流逆变器，其特征是微功耗直流逆变器由一个电压切割电路和一个 N阶电容网络组成，N阶电容网络的输出端接电压切割电路的输入端。
2.如权利要求1所述的微功耗直流逆变器，其特征是电压切割电路由场效应管Q9、 Q12组成，它们的源极接在一起，通过电阻Rl接地，电容C8和电阻Rl并联，场效应管Q9的漏极接电容网络的正极，场效应管Q12的漏极接电容网络的负极，场效应管Q9、Q12的驱动信号V12是幅值310V的正弦波信号。
3.如权利要求1所述的微功耗直流逆变器，其特征是N阶电容网络由正、负双臂组成，1)电容网络的正臂由电容Cl、C3、C5、C7和场效应管Q3、Q6、Q8、Qll组成，电容Cl的正极接场效应管Q3的源极，场效应管Q3的漏极接二极管Dl的阴极，电容C3的正极接场效应管Q6的源极，场效应管Q6的漏极接二极管Dl的阳极和电容Cl的负极，电容C5的正极接场效应管Q8的源极，场效应管Q8的漏极接二极管D3的阳极和电容C3的负极，电容C7 的正极接场效应管Qll的源极，场效应管Qll的漏极接二极管D5的阳极和电容C5的负极， 电容C7的负极接地，二极管D1、D3、D5的阴极同时接电容网络的正极，即场效应管Q9的漏极；2)电容网络的负臂由电容C2、C4、C6、C9和场效应管Ql、Q5、Q7、QlO组成，电容C2的负极接场效应管Ql的源极，场效应管Ql的漏极接二极管D2的阳极，电容C4的负极接场效应管Q6的源极，场效应管Q5的漏极接二极管D2的阴极和电容C2的正极，电容C6的负极接场效应管Q7的源极，场效应管Q7的漏极接二极管D4的阴极和电容C4的正极，电容C9 的负极接场效应管QlO的源极，场效应管QlO的漏极接二极管D3的阴极和电容C6的正极， 电容C9的正极接地，二极管D2、D4、D6的阳极同时接电容网络的负极，即场效应管Q12的漏极；3)输入正直流电压V4的负极接地其正极接场效应管Q4的漏极，场效应管Q4的源极接场效应管Q9的漏极，输入负直流电压V6的正极接地，其负极接场效应管Q2的漏极，场效应管Q2的源极接场效应管Q12的漏极；4)栅极驱动信号V1、V2是市电同步方波信号，正臂驱动信号V13、V10、V8、V5和负臂驱动信号VII、V9、V7、V3也是市电同步方波信号，但脉宽以每2ms递减，延时以每Ims递增， 场效应管Q9、Q12的驱动信号V12是幅值310V的正弦波信号。
专利摘要微功耗直流逆变器采用简单的电容网络，实现了直流电压的逆变，该直流逆变器最大特点是，只要把输入功率中极小部分进行功率变换，就可以得到全部输出功率，即输入功率中极大部分既不必进行实际的功率变换，也不必通过磁芯变压器或电感传递，直接到达输出端，成为输出功率，所有器件工作在工频，不产生EMI干扰，因此功耗极小而寿命极长，安全可靠，节能环保，成本低，制作安装容易。
文档编号H02M7/48GK202178717SQ20112022550
公开日2012年3月28日 申请日期2011年6月29日 优先权日2011年6月29日
发明者郁百超 申请人:郁百超