专利名称：用于控制开关模式功率转换器的控制器和方法
技术领域：
本发明涉及开关模式功率转换器。本发明还涉及用于控制开关模式功率转换器的方法。
背景技术：
与DC-DC开关模式功率转换器(具体为负载点(PoL)转换器)相关联的两个品质因数是功率密度(典型的测量单位是W/m3)和功率效率(定义为功率输出和功率输入之间的比值)。PoL转换器在电负载附近使用，如微处理器、FPGA、DSP和存储器。它们在诸如电信、数据通信、数据中心、服务器场等的基础设施应用中获得了广泛的应用。功率效率对于减少负载附近的不期望的加热以及对于减少典型地大电流(可以是几十安培)经过从转换器至负载的布线(例如PCB迹线)的电阻损耗是重要的；功率密度对于限制寄生互连电感使得能够更高频率地切换转换器从而使用更小的寄生元件是重要的。已知在用于DC-DC转换器的元件的尺寸中，必须将预期的工作特性考虑在内这不仅包括稳态工作电流和电压，而且包括在瞬态条件下可能遇到的非稳态电流和电压。在诸如突然将负载切入转换器或将负载与转换器切断的瞬态条件期间，遇到超过正常稳态最大电流30%至40%的电流并不罕见。因此诸如电感器和输出电容器的元件必须有合适的尺寸。对于抑制这种瞬态的控制方法一直存在着需求，该控制方法对转换器的功率效率应当没有不利作用，或者仅有减少的不利作用。
发明内容
本发明的目的是提供具有高功率密度和高功率效率的控制DC-DC转换器的方法。根据本发明的第一方面，提供一种用于控制包括开关的DC-DC开关模式功率转换器的方法，所述方法包括在通过主控制回路控制开关的同时，检测开关模式功率转换器上的负载中的阶跃(step)；响应于检测器检测到负载中的阶跃而产生信号；以及响应于信号而切换开关。有利地，由于开关保持在主控制回路的控制下，控制的不稳定性可以不受影响。当然，本发明不限于单个功率开关，在许多实施例中，该开关可以是一对开关中的一个，如控制开关(典型地为FET)和同步开关(典型地)FET中的一个。可以使用其他开关，非限制性地，例如双极晶体管。在实施例中，通过电流模式控制来实现通过主控制回路控制开关。替代地并且非限制性地，通过电压控制回路控制开关也可以落入本发明的范围内，尽管因为电压控制回路典型地要求来自两个输出极(output pole)的补偿，而不是电流回路控制典型地要求的单输出极补偿，电压控制回路更为迟缓，因而电流回路控制在某些情形下可能是优选的。在实施例中，电流模式控制包括峰值电流控制。在其他实施例中，可以采用其他模式的电流控制，非限制性地如谷值电流控制。
在实施例中，通过振荡器产生的振荡器脉冲串来控制开关模式功率转换器的开关频率。在实施例中，向触发器的“置位”输入端输入脉冲串，触发器的输出端用于控制开关。 信号可以包括在振荡器脉冲串中插入的瞬态脉冲。在实施例中，响应于检测器检测到负载中的阶跃产生信号包括将输出电压(Vout) 和参考电压(Vth)的绝对差值与阈值电压(Vth)比较、以及产生与比较的符号(sign)相关的信号。阈值电压Vth可以是预定的，在一些实施例中可以使用多于一个的阈值电压。在实施例中，Vth在50mV和70mV之间。在其他实施例中可以使用Vth的其他数值；该数值可以选择为适合于特定的应用，正如本领域的技术人员可以容易地理解的那样。根据本发明的另一方面，提供一种用于具有开关的开关模式功率转换器的控制器，该控制器包括用于控制开关的主控制回路、用于检测开关模式功率转换器上的负载中的阶跃的检测器、以及用于响应于检测器检测到负载中的阶跃而产生信号的信号发生器， 其中控制器配置为响应于信号而切换开关。在实施例中，主控制回路是电流模式控制回路。在实施例中，主控制回路是模拟回路。在其他实施例中，主控制回路是数字回路； 使用数字还是模拟控制回路的设计选择将取决于特定的应用。在实施例中，控制器还包括用于产生振荡器脉冲串的振荡器，用于控制开关模式功率转换器的开关频率。控制器还包括触发器，该触发器具有用于接收脉冲串的“置位”输入端和用于控制开关的输出端。信号发生器可以配置为响应检测器检测到负载中的阶跃而在振荡器脉冲串中插入瞬态脉冲。在实施例中，检测器包括比较器，该比较器设置为将开关模式功率转换器的输出电压(Vout)与参考电压(Vth)减去阈值电压(Vth)比较、以及根据比较的符号产生信号。参照下文描述的实施例将清楚和阐明本发明的这些和其他方面。
现在将参照附图以示例的方式描述本发明的实施例，其中图1是常规的DC-DC降压转换器(buck converter)的示意图，该DC-DC降压转换器具有核心电流模式控制器。图2是DC-DC降压转换器的示意图，该DC-DC降压转换器具有核心电流模式控制器，并且包括根据本发明的实施例的瞬态抑制。图3是在具有和不具有根据本发明的实施例的瞬态抑制的情形下，按照连续电流模式(CCM)工作的DC-DC降压转换器的输出电压(Vout)和电感器电流(I)的曲线图。图4示出了提供单触发信号或瞬态脉冲的一种方式的框图。图fe是常规的DC-DC反激转换器(f Iyhck converter)的示意图，该DC-DC反激转换器具有电流模式控制器。图恥是在图fe的反激转换器在峰值电流控制下工作时的电感器电流的曲线图。图6a是DC-DC反激转换器的示意图，该DC-DC反激转换器具有电流模式控制器， 并且包括根据本发明的实施例的瞬态抑制。图6b是在图6a的反激转换器在包括瞬态抑制的峰值电流控制下工作时的电感器电流的曲线图。
应当注意，附图是示意性的，并且没有按比例绘制。为了在图中清楚和方便的目的，这些图中示出的部件的相对尺寸和比例在大小上已经放大或减小。在修改的或不同的实施例中，相同的附图标记通常用于指示对应的或类似的特征。
具体实施例方式图1是常规的DC-DC降压转换器10的示意图，该DC-DC降压转换器10具有核心电流模式控制器11。转换器包括一对功率器件，如图中所示，该功率器件可以是M0SFET，具体为控制FET 12和同步(或同步的)FET 13，该对功率器件串联连接在具有电压Vin的输入端和地之间，并且二者之间具有控制节点14(还已知为半桥节点)。控制FET 12和同步 FET 13还分别已知为高侧FET和低侧FET，因为“导通”控制FET具有将控制节点14的电压提高到Vin(小于控制FET 12的Vds)的作用。相反，“导通”同步FET 13具有将控制节点电压降低为地(或者，更准确地说，同步FET 13的Vds)的作用。电感器L连接在控制节点 14和输出节点15之间，在输出节点15处电压为Vout。在输出节点15和控制节点14之间还连接电容器Cm和电阻器Rm的串联配置，用于确定流经电感器L的电感器电流Ip电容器Cout连接在输出节点15和地之间。控制器11工作以控制用于FET 12和13的驱动器，如图1中所示，该驱动器可以是单驱动器块16。在电流模式控制下工作时，控制器11包括三个不同的部分内部逐周期回路(cycle-by-cycle loop)，控制电感器电流；电压参考外部回路；以及频率控制块。这种示例性的同步实现对于PoL转换器是典型的。在这种实现中，控制和同步FET 12和13交替导通。在控制FET 12导通的同时，同步FET 13断开，反之亦然。控制器向驱动器块16提供PWM(脉冲波调制)信号。PWM信号决定何时控制FET应当导通(并且同步FET断开)以及何时控制FET应当断开(同时同步FET导通)。驱动器块16或控制器 11还调节FET应当导通或断开的时刻，以确保在每一个FET “导通”之间存在着死区(dead space)；对于确保不存在输入端直接连接至地的时间而言这是必要的，否则将会如此，因为在FET断开时电荷不会立即停止流动。转换器的工作频率是控制FET连续两次导通之间的时间间隔的逆值。控制器OSC 17决定该频率。振荡器17向SR触发器18的“置位”输入端提供脉冲串。SR触发器18是复位优先的，使得振荡器脉冲仅在复位输入端为低时发送触发器18的输出Q。只要保持该条件，振荡器脉冲就决定控制FET的下一次导通。因此，转换频率等于振荡器频率。该控制的“传号空号比”(“mark-space ratio”)受到第一控制回路的控制，也称为内部回路。在电流模式控制的情形下，第一控制回路基于流经电感器L的电流Iy因而是电流回路。电流回路需要电流传感器，以提供重复的逐周期的电流信息；该电流信息不需要特别精确。在图1的实施例中，使用峰值电流控制，并且Cm和Rm的电容器-电阻器组合形成电流传感器以提供电流信息，尤其在电感器L充电期间的初次动作(primary stroke)期间。在该实施例中，实现所谓的DCR电流感测，其利用电感器的固有串联电阻来感测电感器电流。在并联的电容器Cm上复制电感器电流信息IjDCR，在Rm. Cm等于L. /DCR时对于所有频率均如此。(如果并联滤波器和线圈的时间常数不是精确匹配的，那么电流感测的AC 增益将稍稍不同于DC增益，尽管这对于控制回路不是问题)。因而，电容器Cm上的电压提供了电感器电流信息，该信息通过跨导器19转换成电流，并且从跨导转换器21的设定点输出中减去，以触动(trip)比较器20，并且向触发器18提供“复位”输入。因而，在某个峰值电流处，比较器将触动而使SR触发器复位。这种内部电流控制回路是逐周期的，并且可以通过斜率补偿块22来稳定。电压参考回路或外部回路确保转换器提供等于参考电压Vref的所需输出电压 Vout 在输出节点15处的电压Vout和参考电压Vref之间的差值通过差值(或误差)放大器21放大。误差放大器21(正如所示出的那样可以是跨导器)可以包括滤波，正如本领域的技术人员可以立即明白的那样(在图1中未示出)。例如，在误差放大器的滤波器包括积分器时，开环DC增益是无限大，并且在Vout和Vref之间存在着非闭环DC误差。在例如针对转换器、伺服器、锁相环等的回路设计中，这种配置是标准的补偿策略，并且对于本领域的技术人员而言确实是熟知的。图2示出了 DC-DC降压转换器的示意图，该DC-DC降压转换器具有核心电流模式控制器，并且包括根据本发明的实施例的瞬态抑制。转换器10'和控制器11'与图1中所示的常规配置类似，并且在稳态条件下按照类似的方式工作；然而，在瞬态条件下，工作则是不同的，如下文所描述的那样。图2的控制器包括通过将Vout与[Vref-Vth]比较而识别Vout上的负向瞬态的电压检测器23，其中Vth是预定阈值电压。在检测到瞬态时，也即，如果输出电压下降至Vref 以下超过Vth，则电压检测器23变为高。中断发生器M与电压检测器23的输出端相连，然后，中断发生器M产生单脉冲或瞬态脉冲，该单脉冲或瞬态脉冲通过逻辑电路25与从振荡器17输出的振荡器脉冲串进行“或”操作。SR触发器18的置位输入端上的该附加脉冲使得在负向Vout瞬态的情形下，控制器在可以变为高之前不必等待(常规的)振荡器脉冲。 结果，在触动电压检测阈值之后，高侧控制FET 12可以几乎立即导通(即，一旦确定Vout < Vref-Vth)。对于正向瞬态，比较器20将立即或几乎立即对触发器18复位，使得开关无延迟地切换，这与图1所描述的常规方法的情形相同。因此，在该实现中，本发明对于负向瞬态是有用的，对于正向瞬态则是不必要的。相反的情形应用于另外的实现。结果，对于两个瞬态负载阶跃方向，原则上控制器均表现出良好的行为。有利地，瞬态响应不需要取代来自内部控制回路的完整控制而是提供另外的“置位”命令，类似于来自振荡器的常规置位命令，甚至相同。因此，该额外的命令(在本文中也称作“瞬态信号”或“瞬态脉冲”)对于控制器的稳定性没有不利的影响。现在将更详细地描述在具有和不具有根据本发明的实施例的瞬态抑制的情形下， 示例性的DC-DC转换器对负载中的阶跃改变的响应。首先考虑从较高的电流(如40A)向较低的电流(如OA)的瞬态负载阶跃。控制器将经历升高至Vref以上的输出电压在瞬态负载阶跃的时刻，导体仍然以40A充电，同时连接至Vout的负载不需要任何电流；结果电感器电流将重定向至输出电容器Cout，该输出电容器将充电。因而，Vout升高。误差放大器将立即放大该较高的输出电压和Vref之间的差值，在内部控制回路上产生针对峰值电流的较低设定点。因而，所感测的电感器电流将比其他情形下更快地超过峰值电流设定点，并且如此将触动比较器对SR触发器复位。这将断开高侧开关和导通低侧开关，从而使电感器放电。因而，即使不具有根据本发明的实施例的瞬态抑制，对于从高向低电流的负载阶跃， 原则上行为也是良好的。当然，本领域的技术人员将理解可以通过最小化电路延迟来改善该行为，正如本领域的常用手段那样。现在考虑从较低电流(如OA)向较高电流(如40A)的瞬态负载阶跃的情形；控制器不具有根据本发明的实施例的瞬态控制。在这种情形下，控制器将经历降低至Vref以下的输出电压在瞬态负载阶跃的时刻，电感器仍然以OA完全放电，同时连接至输出端的负载突然期望大电流(在该情形下为40A)；因而，负载电流将使Cout放电，导致Vout的下降。误差放大器将立即放大该较低的输出电压Vout和Vref之间的差值，导致针对峰值电流的较高设定点。这几乎立即导致峰值电流设定点比所感测的电感器电流更高的情形(如果不是已经如此)，这将触动比较器释放SR触发器上的复位条件。注意触发器是复位优先的。然而，在该情形下，高侧控制FET将不会立即导通而是高侧控制FET必须仍然等待振荡器脉冲以使触发器置位。该行为原则上是不理想的，但是可以通过本发明的实施例避免， 正如参照图2在上文提及的那样。也即，在本发明的实施例中，一旦检测到输出电压Vout下降至Vref以下预定量， 在该情形下为Vth，则不是通过常规的振荡器脉冲，而是通过在振荡器脉冲串中插入的附加的脉冲(瞬态脉冲)来使触发器置位。比较器使用阈值电压Vth来触发单触发瞬态脉冲，可以根据Vout上的稳态纹波电压加上安全余量以容忍噪声等来确定阈值电压Vth。因而，可以防止在转换器的正常稳态工作期间触动瞬态检测器。通过模拟已经认识到例如对于PoL转换器，在50mV至70mV范围内的Vth数值是有效的。Vth的准确数值可能不重要。根据特定的应用，可以选择其他的数值。图3是在具有和不具有瞬态抑制的情形下工作的DC-DC降压转换器的输出电压 (Vout)和电感器电流(IJ的曲线图。在这些实例模拟中，转换器按照电流模式工作，并且按照连续传导模式(CCM)工作。首先，针对在不具有瞬态抑制的情形下工作的转换器来考虑输出电压Vout 31和电感器电流L 32。电流纹波，即电流上的锯齿的幅度，在瞬态之前OA 处与瞬态之后40A处相同。示出了相对于SMPS切换周期负载阶跃时刻的接近“最差情形”的定时，可以看到在由负载改变导致的瞬态期间输出电压从大约2. 50V下降至大约2. 36V(最大下降约150mV)。同时，在电感器电流中存在着相对长的未中断的增加，这导致电流过冲至大约65A，对应于大于60 %的过冲。分别在曲线图33和34中示出对应于按照根据本发明的实施例的瞬态抑制工作的转换器的输出电压Vout和电感器电流Ip电压不再表现出这种大的下降，因为一旦下降至 2. 5V参考值以下大于50mV，即大于Vth，则产生瞬态脉冲。结果，电感器电流34不经历这种大的瞬态，并且在这种情形下峰值位于大约49A。相对于不存在瞬态抑制的情形，在Vout 下降方面的改善(即减小)大约为37%，并且在峰值电感器电流方面的减小大约为25%。图4示出了提供单触发信号或瞬态脉冲的示例性装置的框图。该图示出了将输出电压Vout与参考电压减去阈值电压(Vref-Vth)相比较的比较器41。应当注意，该配置适合于负向瞬态；对于正向瞬态的情形，在Vout和(Vref+Vth)之间进行比较。在任一种情形下，进行比较以检测Vout和Vref之间的绝对差值是否超过阈值电压Vth，即是否如下I Vout-Vref | > Vth.比较器41检测瞬态。在检测到瞬态时，比较器41的输出变为高，并且将该输出引导至反相器42和框43中的延迟电路。来自反相器42和延迟电路43的输出连接成“与”逻辑电路44的两个输入。因而，与逻辑电路44的输出包括“单触发”或瞬态脉冲，该脉冲在检测到瞬态时启动并且延续由延迟块43所确定的时间。在图fe中示出了反激转换器的简化示意图，并且在图6a中示出可以应用于这种转换器的本发明的另一个插入实施例。正如本领域的技术人员熟知的那样，反激转换器50 基于变压器56的初级侧上的单个功率开关52。开关52以及感测电阻器Rs 53连接在变压器的初级线圈L和地之间；输入电压Vin连接至初级线圈L的另一侧。次级侧电路包括与变压器56串联的二极管M，获得输出电压Vout，以及连接在二级管和变压器次级线圈上的输出电容器Cout 55。当然，本领域的技术人员将理解反激转换器典型地用于隔离应用，因而通常在次级和初级电路之间将提供某种隔离；然而，为了帮助理解本发明，这在图5中未示出，而是示出初级和次级地之间的短路。用于反激转换器的控制器51包括两个回路内部逐周期的回路采用峰值电流控制，而外部回路设置内部回路的Ipeak水平，并且调节为所需的输出电压Vout。因而，内部回路包括谷值检测块58，检测初级电感器L和功率开关52之间的控制节点57处的谷值电压。在检测到谷值时，谷值检测块58向SR触发器59的“置位”输入端发送高。触发器59的输出端向驱动器60发送PWM信号以驱动功率开关52。外部控制回路包括误差放大器61，将来自转换器的输出Vout与参考电平Vref相比较。利用感测电阻器Rs 53两端的电压确定电流Ipeak，通过比较器62将该电流Ipeak 与来自误差放大器61的输出相比较。从而控制峰值电流，以维持输出电压Vout对应于参考电压Vref。在图恥中，示出对于图fe中所示的反激转换器50，在输出Vout处负载电流增加的情形下，相对于时间而绘制的电感器电流，其中控制器51操作反激转换器50。如图所示， 转换器按照边界传导模式(BCM)工作，使得开关52在电感器电流下降至零时立即打开。应当理解，尽管在图中省略，但在实际的实施例中，图5所示的转换器或者采用次级侧隔离以及横跨隔离的通信，或者采用初级侧感测，两种情形对于本领域的技术人员是公知的。图6a示出了适合于根据本发明的实施例工作的反激转换器50’，包括控制器51’。 类似于控制器51，控制器51 ‘包括两个控制回路内部电流控制回路，包括谷值检测电路 58和触发器59以控制PWM驱动器电路60 ；以及外部电压控制回路，包括误差放大器61和 Ipeak比较器62。然而，该控制器包括瞬态检测器63，该瞬态检测器63将输出电压Vout 与参考电压减去阈值电压相比较，即与Vref-Vth相比较。一旦检测到瞬态(使得Vout与 Vref之间的绝对差值超过阈值电压Vth)，就触发中断发生器64而产生单触发瞬态脉冲。通过“或”逻辑电路65，在内部电流控制器回路插入瞬态脉冲，该“或”逻辑电路65位于谷值检测电路58和触发器59的“置位”输入端之间。图6b示出了经受负载中的突然变化的转换器50’的电感器电流的曲线图，控制器 51’操作转换器50’。该图示出了尽管转换器在边界传导模式条件(BCM)下工作，但在检测到由于负载电流中的突然负载变化而导致的电压瞬态时，开关驱动器在关闭开关52之前不必等待电感器电流下降为零，而是一旦检测到瞬态，触发器典型地立即地向开关驱动器输出控制信号而关闭开关。应当理解因为在电感器电流达到零之前发生切换，所以存在着某些“硬切换”损耗；然而，与通过减少由于瞬态而导致的过冲而获得或可获得的优点相比，这种损耗通常是可接受。本领域的技术人员将理解已经与谷值切换相关地描述了上述的实施例，典型地用于反激转换器而产生最小的切换损耗。然而，本发明不限于此，而是包含其他的开关模式。 并且，本发明不限于边界传导模式，而是包含CCM和不连续传导模式(DCM)两者。并且，本领域的技术人员将理解在如刚刚描述的那样工作的转换器中，没有振荡器，因此，在这些实施例中，在使用快时钟上的益处是有限的，因为不存在在开关频率运行的时钟。在上述的实施例中，触发开关的早期切换的脉冲与SMPS是异步的。也即，控制器回路在启动响应之前不需要等待任何时钟信号。然而，在其他实施例中，控制器可以按照同步方式工作，基于比SMPS的频率运行更快的时钟。例如，对于本领域的技术人员立即可知的是瞬态脉冲可以是在检测到瞬态随后的快时钟的下一个时钟周期的结果，使用SMPS时钟的几倍运行的快时钟。在该情形下，可以直接或间接从快时钟获得SMPS时钟。上述实施例与负向瞬态相关。在其他实施例中，瞬态是正向瞬态。例如，考虑在采用谷值电流检测的电流模式控制下工作的DC-DC降压转换器，例如连续传导模式(CCM)。在该工作模式中，控制FET的导通时刻由谷值电流判据确定，而控制FET的断开时刻由振荡器确定(可以理解这与参照图2描述的配置相反)。结果，如果在负载功率中存在突然的增加，采用不具有根据本发明的瞬态抑制的常规控制方法，可以快速导通控制FET。然而，在这种配置下，采用常规的控制方法，断开可能因为必须等待振荡器而受损害。因而，在该情形下，存在着正向瞬态。在本发明的实施例中可以通过以下方式抑制这一点按照类似于图 2所示的实施例相关地描述的方式，检测正向瞬态，并且例如通过在来自振荡器的脉冲串中插入单触发瞬态脉冲而响应于检测断开控制FET。总之，在一方面，上文公开了一种用于控制包括开关的DC-DC开关模式功率转换器的方法，所述方法包括在通过主控制回路控制开关的同时，检测开关模式功率转换器上的负载中的阶跃；响应于检测器检测到负载中的阶跃而产生信号；以及响应于信号而切换开关。有利地，该方法可以避免瞬态引起的延迟(如等待随后的振荡器脉冲)，否则在切换开关之前可能出现该延迟。更快的响应可以导致来自转换器的瞬态电流减小，这有利于使用更小和更便宜的元件。在上文还公开了配置成运行该方法的控制器。通过阅读本文的公开内容，本领域的技术人员可以明了其他变化和修改。这种变化和修改可以包含等同物和在开关模式功率转换器的领域中已知的、并且可以代替或附加于本文已经描述的特征而使用的其他特征。尽管所附的权利要求涉及特征的特定组合，但应当理解本发明的公开范围还包括本文明示或暗示或概括公开的任何新特征或任何新的特征组合，而不论是否涉及任意权利要求要求保护的相同发明，也不论是否如本发明那样减轻任何或所有相同的技术问题。在独立的实施例的上下文中描述的特征也可以在单个实施例中组合提供。相反， 为了简洁，在单个实施例的上下文中描述的各种特征还可以独立提供或以任何合适的子组合而提供。由此，本申请人提请注意在本申请或由此衍生的任何进一步的申请的审查期间， 新的权利要求可以表述这些特征和/或这些特征的组合。为了完整的目的，还提及术语“包括”不排除其他元件或步骤，术语“一个”不排除多个，单个处理器或其他单元可以实现在权利要求中描述的几个装置的功能，权利要求中的参考标记不应当理解为限制权利要求的范围。
权利要求
1.一种用于控制包括开关的DC-DC开关模式功率转换器的方法，所述方法包括 在通过主控制回路控制开关的同时，检测开关模式功率转换器的负载中的阶跃； 响应于检测器检测到负载中的阶跃而产生信号；以及响应于信号而切换开关。
2.根据权利要求1所述的方法，其中通过电流模式控制来实现通过主控制回路控制开关。
3.根据权利要求2的方法，其中电流模式控制包括峰值电流控制。
4.根据前述权利要求任一项所述的方法，其中通过振荡器产生的振荡器脉冲串来控制开关模式功率转换器的开关频率。
5.根据权利要求4所述的方法，其中脉冲串输入至触发器的“置位”输入端，触发器的输出用于控制开关。
6.根据权利要求4或5所述的方法，其中信号包括在振荡器脉冲串中插入的瞬态脉冲。
7.根据前述权利要求中任一项所述的方法，其中响应于检测器检测到负载中的阶跃而产生信号包括将输出电压(Vout)与参考电压(Vth)之间的绝对差值与阈值电压(Vth)相比较，以及根据比较的符号产生信号。
8.根据权利要求7所述的方法，其中Vth在50mV和70mV之间。
9.一种控制器(11')，用于具有开关(12，13)的开关模式功率转换器，所述控制器包括用于控制开关的主控制回路，用于检测开关模式功率转换器的负载中的阶跃的检测器03)；以及用于响应于检测器检测到负载中的阶跃而产生信号的信号发生器04)， 其中，控制器配置为响应于信号而切换开关。
10.根据权利要求9所述的控制器，其中主控制回路是电流模式控制回路。
11.根据权利要求9或10所述的控制器，其中主控制回路是模拟回路。
12.根据权利要求9至11中任一项所述的控制器，还包括振荡器(17)，该振荡器(17) 用于产生控制开关模式功率转换器的开关频率的振荡器脉冲串。
13.根据权利要求12所述的控制器，还包括触发器(18)，该触发器(18)具有用于接收脉冲串的“置位”输入端和用于控制开关的输出端。
14.根据权利要求13所述的控制器，其中信号发生器配置成响应检测器检测到负载中的阶跃，在振荡器脉冲串中插入瞬态脉冲。
15.根据权利要求9至14中任一项所述的控制器，其中检测器包括比较器，该比较器配置成将开关模式功率转换器的输出电压(Vout)与参考电压(Vth)减去阈值电压 (Vth)相比较，并且根据比较的符号产生信号。
全文摘要
本发明公开了一种用于控制包括开关的DC-DC开关模式功率转换器的方法，所述方法包括在通过主控制回路控制开关的同时，检测开关模式功率转换器上的负载中的阶跃；响应于检测器检测到负载中的阶跃而产生信号；以及响应于信号而切换开关。有利地，该方法可以避免瞬态引起的延迟(如等待随后的振荡器脉冲)，否则在切换开关之前可能出现该延迟。更快的响应可以导致来自转换器的瞬态电流减小，这有利于使用更小和更便宜的元件。本发明还公开了配置成运行该方法的控制器。
文档编号H02M3/156GK102195479SQ20111005695
公开日2011年9月21日 申请日期2011年3月7日 优先权日2010年3月8日
发明者吉安·霍赫扎德 申请人:Nxp股份有限公司