专利名称：逆变器以及搭载了该逆变器的电力转换装置的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及将直流电力转换为交流电力的逆变器以及搭载了该逆变器的电力转
换装置。
背景技术：
近年来，迅速地普及了太阳光发电系统。在太阳光发电系统中，需要设置用于将在太阳电池模块中发电的电力有效地利用的功率调节器。在功率调节器中，搭载了用于将直流电力转换为交流电力的逆变器。在太阳光发电系统中，为了获得更多的电力，在太阳电池单元中的能量转换效率的提高和在功率调节器中的电力转换效率的提高都是重要的。为了实现后者，要求电力损耗少的逆变器。
近年来，开发出能够比以往的PWM型的逆变器降低开关损耗的层次控制型逆变器(階調制御型4 ) d )，并已应用(例如，参照专利文献I)。该层次控制型逆变器由具有2进制数或3进制数的电压关系的多个逆变器构成，通过组合各个逆变器的输出电压而生成模拟正弦波。在先技术文献专利文献专利文献I :(日本)特开2004-7941号公报
发明内容
发明要解决的课题在这样的状况下，本发明人发现了能够比上述的层次控制型逆变器进一步降低开关损耗的逆变器。本发明是鉴于这样的状况而完成的，其目的在于，提供能够提高逆变器的电力转换效率的技术。用于解决课题的手段为了解决上述课题，本发明的一个方式的逆变器将来自电压分别不同的多个直流电源的直流电力转换为交流电力，所述逆变器包括产生模拟正弦波的控制部。控制部使用来自各个直流电源的电源电压以及两个电源电压的电位差，产生模拟正弦波。发明效果根据本发明，能够提高逆变器的电力转换效率。
图I是表示本发明的实施方式I的逆变器的电路结构的图。图2是表示通过第一 & 二 H桥电路对负载供给正向电压的状态的图。图3是表示通过第一 & 二 H桥电路对负载供给反向电压的状态的图。图4是表示通过实施方式I的逆变器生成的模拟正弦波的图。图5是表示通过实施方式I的逆变器生成7种层次等级时的、开关的接通/断开状态的图。图6是表示应该与本发明的实施方式I比较的、比较例的逆变器的电路结构的图。图7是表示从第五直流电源V5对负载供给正向电压的状态的图。图8是表示从串联连接的第五直流电源V5和第六直流电源V6对负载供给正向电压的状态的图。图9是表示通过比较例的逆变器生成的模拟正弦波的图。图10是表示通过比较例的逆变器生成7种层次等级时的、开关的接通/断开状态的图。图11(a)是表示电源电压El和电源电压E2的值接近时的阶段波形的图，(b)是 表示电源电压El和电源电压E2的值差得远时的阶段波形的图。图12(a)是表示将电源电压El和电源电压E2的比率设为10 9时的阶段波形的图，(b)是表示将电源电压El和电源电压E2的比率设为10 6时的阶段波形的图。图13是用于说明最佳比率的查找方法的图。图14是表示校正后的阶段波形的图。图15(a)是表示使用设定为最佳比率的电源电压El和电源电压E2而生成的模拟正弦波的图，(b)是表示从第二直流电源V2对负载供给的电压的图，(C)是从第一直流电源Vl对负载供给的电压的图。图16是表示实施方式I的逆变器的安装电路的图。图17是表示通过图16所示的逆变器生成4种层次等级时的、开关的接通断开状态的图。图18是表示本发明的实施方式2的逆变器的电路结构的图。图19是表示第一直流电源Vl的电压E1、第二直流电源V2的电压E2、第三直流电源V3的电压E3、第一直流电源Vl的电压El和第二直流电源V2的电压E2的第一电位差(E1-E2)、第一直流电源Vl的电压El和第三直流电源V3的电压E3的第二电位差(E1-E3)、以及第二直流电源V2的电压E2和第三直流电源V3的电压E3的第三电位差(E2-E3)的关系的图。图20是表示通过实施方式2的逆变器生成的模拟正弦波的图。图21是表示通过实施方式2的逆变器生成13种层次等级时的、开关的接通断开状态的图。图22(a)是表示使用设定为最佳比率的电源电压El、电源电压E2以及电源电压E3而生成的模拟正弦波的图，(b)是表示从第三直流电源V3对负载供给的电压的图，(c)是从第二直流电源V2对负载供给的电压的图，(d)是从第一直流电源Vl对负载供给的电压的图。图23是表示实施方式2的逆变器的安装电路的图。图24是表示通过图23所示的逆变器生成7种层次等级时的、开关的接通断开状态的图。图25是表示图23所示的逆变器的输出波形的测定结果的图。图26是包括搭载了实施方式的逆变器的功率调节器的太阳光发电系统的系统结构图。
图27是表示使用图23所示的实施方式2的逆变器的安装电路，生成了模拟正弦波(不使用PWM信号)的情况下的仿真结果的图。(a)表示时间轴数据，(b)表示频率轴数据。图28是表示使用图23所示的实施方式2的逆变器的安装电路，生成了模拟正弦波(使用PWM信号)的情况下的仿真结果的图。(a)表示时间轴数据，(b)表示频率轴数据。图29是用于说明使用图23所示的实施方式2的逆变器的安装电路，生成模拟正弦波(使用PWM信号)的情况下所需的PWM波形数据的图。图30是在通过图23所示的逆变器生成7种层次等级时的开关的接通断开状态的图上追加了施加电压的等级的图。图31是表示使用图30所示的开关模式，生成了 PWM信号的结果的图。
图32是用于说明适合对于实施方式2的逆变器的电压供给的电源系统的图。图33是表示通过逆变器生成的模拟正弦波的图。图34是表示第三电源装置的基本电路结构的图。图35是表示第三电源装置的具体的电路结构例的图。图36是表示应与图34所示的第三电源装置的电路结构比较的电路结构的图。
具体实施例方式(实施方式I)图I是表示本发明的实施方式I的逆变器200的电路结构的图。另外，为了便于说明，在图I中还描画了直流电源部100和负载300，但直流电源部100和负载300并不包含在逆变器200的结构元素中。逆变器200将来自在直流电源部100中包含的多个直流电源的直流电力转换为交流电力。直流电源部100包括电源电压分别不同的第一直流电源Vl和第二直流电源V2。逆变器200包括多个H桥电路和控制部20。控制部20使用来自各个直流电源的电源电压和2个电源电压的差分电压(以下，也称为“电位差”)，产生模拟正弦波。多个H桥电路按电压分别不同的多个直流电源的每个设置，是用于从该多个直流电源的每个对负载300供给正向电压和反向电压的电路。控制部20通过控制多个H桥电路，从而产生模拟正弦波。以下，更具体地进行说明。由于在实施方式I中，设置了 2种直流电源(第一直流电源VI、第二直流电源V2)，所以在实施方式I的逆变器200中，设置了 2个H桥电路。此夕卜，设为在实施方式I中设计为如下关系第一直流电源Vl的电源电压El >第二直流电源V2的电源电压E2。第一 H桥电路是用于从第一直流电源Vl对负载300供给正向电压和反向电压的电路，包括第1-1开关S11、第1-2开关S12、第一共同开关S3以及第二共同开关S4。第1-1开关Sll和第1-2开关S12并列设置在第一直流电源Vl的高电位侧和负载300之间。第一共同开关S3和第二共同开关S4并列设置在第一直流电源Vl的低电位侧和负载300之间。更具体地说，第1-1开关Sll插入将第一直流电源Vl的高电位侧端子和负载300的高电位侧端子连接的路径，第1-2开关S12插入将第一直流电源Vl的高电位侧端子和负载300的低电位侧端子连接的路径。第一共同开关S3插入将第一直流电源Vl的低电位侧端子和负载300的高电位侧端子连接的路径，第二共同开关S4插入将第一直流电源Vl的低电位侧端子和负载300的低电位侧端子连接的路径。第一 H桥电路在从第一直流电源Vl对负载300施加正向电压的情况下,通过控制部20进行控制，使得第1-1开关Sll和第二共同开关S4接通、第1-2开关S12和第一共同开关S3断开。另一方面，在从第一直流电源Vl对负载300施加反向电压的情况下，通过控制部20进行控制，使得第1-1开关Sll和第二共同开关S4断开、第1-2开关S12和第一共同开关S3接通。第二 H桥电路是用于从第二直流电源V2对负载300供给正向电压和反向电压的电路，包括第2-1开关S21、第2-2开关S22、第一共同开关S3以及第二共同开关S4。第2_1开关S21和第2-2开关S22并列设置在第二直流电源V2的高电位侧和负载300之间。第一共同开关S3和第二共同开关S4并列设置在第二直流电源V2的低电位侧和负载300之间。 由此，在实施方式I中，构成第一 H桥电路的第一共同开关S3和第二共同开关S4、构成第二 H桥电路的第一共同开关S3和第二共同开关S4被共同化。即，形成第一 H桥电路的2条低电位侧路径和形成第二 H桥电路的2条低电位侧路径被共同化。在实施方式I中，通过第一直流电源Vl的低电位侧电压和第二直流电源V2的低电位侧电压共同使用规定的固定电压(例如，地电压)，从而能够将两者的低电位侧的布线共同化。由此，能够减少在逆变器200中包含的开关的数目。由于在第二 H桥电路中包含的第2-1开关S21、第2-2开关S22、第一共同开关S3以及第二共同开关S4的详细的连接关系的接通断开动作与在第一H桥电路中包含的第1-1开关S11、第1-2开关S12、第一共同开关S3以及第二共同开关S4相同，所以省略其说明。在第1-1开关S11、第1-2开关S12、第2-1开关S21、第2-2开关S22、第一共同开关S3以及第二共同开关S4中，分别能够采用功率MOSFET (Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor,金属氧化半导体场效晶体管)或者 IGBT (Insulated GateBipolar Transistor,绝缘栅双极型晶体管)。在实施方式I中，通过控制部20控制第一 H桥电路和第二 H桥电路，从而产生模拟正弦波。更具体地说，通过控制第一 H桥电路和第二 H桥电路，从而通过时分方式切换对负载300供给的电压。该电压的数目(在本说明书中，也称为层次数目)越多，则能够生成越平滑的正弦波。在使用2个直流电源和2个H桥电路的逆变器200中，能够生成正负共4种电压(E1、E2、-E2、-E1)。若对负载300施加未供给电压的状态的零电压，则能够生成5种电压。在实施方式I中，不增加直流电源和H桥电路而生成其他的不同的2种电压。因此，共计生成7种电压。以下，说明其他的2种电压的生成方法。控制部20将形成第一 H桥电路的2条低电位侧路径无效且将形成第二 H桥电路的2条低电位侧路径无效。即，控制部20进行控制，使得第一共同开关S3和第二共同开关S4断开。此外，将形成第一 H桥电路的2条高电位侧路径和形成第二 H桥电路的2条高电位侧路径有效。通过以上，形成其他的H桥电路(以下，书写为第一&二H桥电路)。S卩，第一 & 二 H桥电路是将第一 H桥电路的高电位侧的一半和第二 H桥电路的高电位侧的一半进行了组合的电路。
该第一 & 二 H桥电路是将第一直流电源Vl和第二直流电源V2的电位差对负载300以正向和反向供给的电路，包括第1-1开关S11、第1-2开关S12、第2-1开关S21以及第2-2开关S22。图2表不通过第一 & 二 H桥电路对负载300供给正向电压的状态。图3表不通过第一 & 二 H桥电路对负载300供给反向电压的状态。在图2、3中，用粗线描画的路径是电流流过的路径。在图2中，控制部20将第1-1开关Sll和第2-2开关S22控制为接通、将第1_2开关S12、第2-1开关S21、第一共同开关S3以及第二共同开关S4控制为断开，从而能够将第一直流电源Vl和第二直流电源V2的电位差(E1-E2)对负载300以正向供给。在图3中，控制部20将第1-2开关S12和第2_1开关S21控制为接通、将第1_1开关S11、第2-2开关S22、第一共同开关S3以及第二共同开关S4控制为断开，从而能够将第一直流电源Vl和第二直流电源V2的电位差(E1-E2)对负载300以反向供给。如上所述，控制部20使用来自第一直流电源Vl的电源电压El、来自第二直流电源V2的电源电压E2、电源电压EI和电源电压E2的电位差(EI-E2)，生成7种电压，并产生模拟正弦波。图4是表示通过实施方式I的逆变器200生成的模拟正弦波的图。如上所述，在实施方式I中，能够生成7种电压。控制部20按照零电压、上述电位差(E1-E2)(正)、第二直流电源V2的电压E2(正)、第一直流电源Vl的电压El (正)、第二直流电源V2的电压E2(正)、上述电位差(E1-E2)(正)、零电压、上述电位差(E1-E2)(负)、第二直流电源V2的电压E2(负)、第一直流电源Vl的电压El (负)、第二直流电源V2的电压E2(负)、上述电位差(E1-E2)(负)、零电压的顺序，切换对负载300供给的电压，从而生成模拟正弦波。由此，控制部20在交流输出的相位从0至/2的期间、即1/4周期的期间，将输出电压按照零电压、电位差(E1-E2)、电压E2、电压El的顺序变化。接着，控制部20在交流输出的相位从n/2至的期间，将输出电压按照电压E1、电压E2、电位差(E1-E2)、零电压的顺序变化。接着，控制部20在交流输出的相位从至(3/2) 的期间，将输出电压按照零电压、电位差(E2-E1)、电压(-E2)、电压(-E1)的顺序变化。接着，控制部20在交流输出的相位从(3/2) 至2ji的期间，将输出电压按照电压(-E1)、电压(-E2)、电位差(E2-E1)、零电压的顺序变化。由此，控制部20产生模拟正弦波。例如，若将第一直流电源Vl的电压El和第二直流电源V2的电压E2的比设定为3 2，则能够将第一直流电源Vl的电压E1、第二直流电源V2的电压E2、上述电位差(E1-E2)的比设定为3 : 2 : I。由此，通过将各个层次等级之间的差设为一致或者减少，从而能够生成更平滑的模拟正弦波。图5是表示通过实施方式I的逆变器200生成7种层次等级时的、开关的接通断开状态的图。层次等级0对应于上述零电压，层次等级I对应于上述电位差(E1-E2)(正)，层次等级2对应于第二直流电源V2的电压E2 (正)，层次等级3对应于第一直流电源Vl的电压El (正)，层次等级-I对应于上述电位差(E1-E2)(负)，层次等级-2对应于第二直流电源V2的电压E2 (负)，层次等级-3对应于第一直流电源Vl的电压El (负)。如图5所示，控制部20进行第1-1开关S11、第1-2开关S12、第一共同开关S3、第二共同开关S4、第2-1开关S21以及第2-2开关S22的接通断开控制。返回到图1，在实施方式I中，在第2-1开关S21和第2-2开关S22中双向流过电流。因此，在第2-1开关S21和第2-2开关S22中，需要采用双向开关元件。例如，使用对应于双向的功率MOSFET或者IGBT。或者，也可以将单向的功率MOSFET或者IGBT串联或者并联排列2个而构成I个双向的开关元件。在第1-1开关S11、第1-2开关S12、第一共同开关S3和第二共同开关S4中，仅向一个方向流过电流。因此，第1-1开关S11、第1-2开关S12、第一共同开关S3和第二共同开关S4能够采用一般的单向开关元件。双向流过电流的开关对应于在形成第一 & 二 H桥电路的2条低电位侧路径中分别插入的开关(即，在形成第二 H桥电路的2条高电位侧路径中分别插入的开关)。S卩，将在 第一直流电源Vl和第二直流电源V2中电压低的第二直流电源V2与负载300连接的2条路径中分别插入的第2-1开关S21和第2-2开关S22，在形成第二 H桥电路时和形成第一 &二 H桥电路时，电流的方向变化。(比较例)图6是表示应与本发明的实施方式I比较的、比较例的逆变器250的电路结构的图。为了便于说明，在图6中还描画了直流电源部100和负载300，但直流电源部100和负载300并不包含在逆变器250的结构元素中。逆变器250包括多个开关和控制部25。在第五直流电源V5和负载300之间，包括第5-1开关S51、第5-2开关S52、第5_3开关S53以及第5_4开关S54。在第六直流电源V6和负载300之间，包括第6-1开关S61、第6-2开关S62、第6_3开关S63以及第6_4开关S64。另外，设为在比较例中设计为如下关系第五直流电源V5的电压E5 <第六直流电源V6的电压E6。第5-1开关S51和第5-3开关S53形成第一串联电路，该第一串联电路的两个端子分别连接到第五直流电源V5的两个端子。第5-2开关S52和第5-4开关S54形成第二串联电路，该第二串联电路的两个端子与第一串联电路并联地连接到第五直流电源V5的两个端子。第6-1开关S61和第6-3开关S63形成第三串联电路，该第三串联电路的两个端子分别连接到第六直流电源V6的两个端子。第6-2开关S62和第6-4开关S64形成第四串联电路，该第四串联电路的两个端子与第三串联电路并联地连接到第六直流电源V6的两个端子。 第一串联电路的中点和第三串联电路的中点连接，第二串联电路的中点和负载300的高电位侧端子连接，第四串联电路的中点和负载300的低电位侧端子连接。在比较例中，控制部25通过控制第5-1开关S51、第5_2开关S52、第5_3开关S53、第5-4开关S54、第6-1开关S61、第6_2开关S62、第6_3开关S63以及第6_4开关S64，从而产生模拟正弦波。逆变器250根据2个直流电源，能够生成正负共4种电压。若对负载300施加未供给电压的状态的零电压，则能够生成5种电压。在比较例中，通过生成第五直流电源V5和第六直流电源V6串联连接的状态，从而生成其他的不同的2种电压。因此，共计生成7种电压。图7表示从第五直流电源V5对负载300供给正向电压的状态。图8表示从串联连接的第五直流电源V5和第六直流电源V6对负载300供给正向电压的状态。在图7、8中，用粗线描画的路径是电流流过的路径。在图I中，控制部20将第5-2开关S52、第5_3开关S53、第6_1开关S61以及第6-2开关S62控制为接通、将第5-1开关S51、第5_4开关S54、第6_3开关S63以及第6_4开关S64控制为断开，从而能够从第五直流电源V5对负载300供给正向电压。在图8中，控制部25将第5-2开关S52、第5_3开关S53、第6_1开关S61以及第6-4开关S64控制为接通、将第5-1开关S51、第5_4开关S54、第6_2开关S62以及第6_3开关S63控制为断开，从而能够从串联连接的第五直流电源V5和第六串联电源V6对负载300供给正向电压。图9是表示通过比较例的逆变器250生成的模拟正弦波的图。如上所述，在比较 例中也能够生成7种电压。控制部25按照零电压、第五直流电源V5的电压E5(正)、第六直流电源V6的电压E6(正)、串联连接的第五直流电源V5和第六直流电源V6的合成电压(正)、第六直流电源V6的电压E6 (正)、第五直流电源V5的电压E5 (正)、零电压、第五直流电源V5的电压E5 (负)、第六直流电源V6的电压E6 (负)、串联连接的第五直流电源V5和第六直流电源V6的合成电压(负)、第六直流电源V6的电压E6(负)、第五直流电源V5的电压E5(负)的顺序，切换对负载300供给的电压，从而生成模拟正弦波。图10是表示通过比较例的逆变器250生成7种层次等级时的、开关的接通/断开状态的图。层次等级0对应于上述零电压，层次等级I对应于第五直流电源V5的电压E5 (正)，层次等级2对应于第六直流电源V6的电压E6 (正)，层次等级3对应于串联连接的第五直流电源V5和第六直流电源V6的合成电压(正)，层次等级-I对应于第五直流电源V5的电压E5 (负)，层次等级-2对应于第六直流电源V6的电压E6 (负)，层次等级_3对应于串联连接的第五直流电源V5和第六直流电源V6的合成电压(负)。如图10所示，控制部25进行第5-1开关S51、第5-2开关S52、第5_3开关S53、第5_4开关S54、第6_1开关S61、第6-2开关S62、第6-3开关S63以及第6_4开关S64的接通断开控制。以下，比较图I所示的实施方式I的逆变器200和图6所示的比较例的逆变器250。开关的数目在前者中是6个，在后者中是8个。此外，在各个闭环中电流通过的开关的数目在前者中始终是2个，在后者中始终是4个。此外，2个直流电源在前者中是低电位侧共享，在后者中2个直流电源独立。此外，通过2个直流电源生成的层次等级I的电压，前者是第一直流电源Vl和第二直流电源V2的电位差，后者是第五直流电源V5。以下，基于此，说明本发明的实施方式I的效果。根据实施方式1，能够提高逆变器的电力转换效率。即，由于通过层次控制来生成模拟正弦波，所以与以往的PWM方式相比，能够减少开关次数，能够降低开关损耗。此外，能够获得平滑的交流输出波形而不需要大规模的输出滤波器。此外，根据实施方式1，与比较例相比，能够减少在各个闭环中电流通过的开关的数目。因此，能够进一步降低电力损耗。此外，与比较例相比，能够减少开关的数目，能够实现电路规模的缩小化和低成本化。此外，在比较例中，由于使用将2个直流电源串联连接的电路方式，所以不能将2个直流电源的低电位侧(例如，地)共同化。例如，使用具有I个初级线圈、多个次级线圈的变压器，将多个直流电源独立化。相对于此，在实施方式I中，能够将2个直流电源的低电位侧(例如，地)共同化。因此，能够简化电路结构，还能够降低电路规模。当然，也不需要设置上述变压器。在上述的例子中，基于通过将各个层次等级之间的差设为一致或者减少而生成平滑的模拟正弦波的方针，将第一直流电源Vl的电源电压El和第二直流电源V2的电源电压E2的比设定为3 2。在实施方式I中，能够在正的区域中生成3种电压(E1-E2、E2、E1)。本发明人为了生成更平滑的模拟正弦波，考察了电源电压El和电源电压E2的比率。如上所述，El > E2。图11表示根据电源电压El和电源电压E2的设定比率而形成的层次等级。图11(a)表示在电源电压El和电源电压E2接近时的阶段波形，图11(b)表示在电源电压El和电源电压E2的值差得远时的阶段波形。如图11(a)所示，若电源电压El和电源电压E2过于接近，则在相位0至/4的期间，离正弦波的偏离量大。另一方面，如图11(b)所示，若电源电压El和电源电压E2过于远离，则在相位ji/4至/2的期间，离正弦波的偏离量 大。根据以上的理由，为了有效地利用差分电压(E1-E2)，优选将电源电压El和电源电压E2的比率设为最佳化。图12(a)是将电源电压El和电源电压E2的比率设为10 9时的阶段波形，图12(b)是将电源电压El和电源电压E2的比率设为10 6时的阶段波形。在相位0至/2期间来看，图12(a)所示的阶段波形在相位0至/4期间离正弦波的偏离量大，而图12(b)所示的阶段波形在相位n/4至/2的期间离正弦波的偏离量大。以下，为了减小离正弦波的偏离量，导出最合适的电源电压之间的比率。图13是用于说明最佳比率的查找方法的图。这里，在正弦波的相位0至/2为止的1/4周期中查找最佳解。在实施方式I中，由于在正的区域中生成3种电压(E1-E2、E2、El)，所以在这个查找方法中，在sin(X)上画上3个点，查找由正弦波、X轴(y = 0)以及x=n/2包围的面积SI与由画上的3个点产生的阶段波形、X轴(y = 0)以及X = /2包围的面积S2最接近的3个点的组合。另外，如图所示，由于阶段波形位于正弦波的内侧，所以必须设为面积SI >面积S2。这里，在查找3个点的组合之后，适当地校正各个点，进行面积S2接近面积SI的处理。首先，在OSyS I的范围中选择2个值Y1、Y2。接着，将选择出的Y1、Y2、| Y1-Y2按大小顺序排列，求出对应的X的值。数I
Yl最小值y! X1 =Siir1(^y1)Yl >— < 中间值y2 < X2 = sin-1O^2)(式 I)
|ri-72| 最大值y3 X3=Siir1(^y3)求出阶段波形的下面的面积S2。数2S2 = Y1 (X2-X1) +Y2 (X3-X2) +y3 O /2-X3)= Y1 (sirT1 (y2) -sirT1 (y)) +y2 (sin-1 (y3) -sirT1 (y2)) +y3 O /2-sirT1 (y3)) (式 2)接着，求出面积SI和面积S2的差。另外，面积SI是I。
数3E (Y1, Y2) = I-Y1 (sirT1 (y2) —sirT1 (Y1)) -y2 (sirT1 (y3) —sirT1 (y2)) -y3 O /2—sirT1 (y3))(式 3)S卩，最佳解的查找归结于求出使式3的E(Y1，Y2)为极小的(Y1，Y2)的问题。解出这个问题，则成为如下。(X1, Y1) = (0. 289,0. 285)(x2, Y2) = (0. 625,0. 585)(x3, y3) = (I. 055,0. 870)由于图13的阶段波形位于正弦波的内侧，所以为了将面积S2接近面积1，通过以下的式4,校正Xp X2> X3O数4
权利要求
1.一种逆变器，将来自电压分别不同的多个直流电源的直流电力转换为交流电力，其特征在于， 所述逆变器包括产生模拟正弦波的控制部， 所述控制部使用来自各个直流电源的电源电压以及两个电源电压的电位差，产生模拟正弦波。
2.如权利要求I所述的逆变器，其特征在于， 所述控制部使用来自第一直流电源的电源电压E1、来自第二直流电源的电源电压E2、以及电源电压El和电源电压E2的电位差(E1-E2)，产生模拟正弦波，其中，El > E2。
3.如权利要求2所述的逆变器，其特征在于， 所述控制部在交流输出的1/4周期的期间，将输出电压按照电源电压El和电源电压E2的电位差(E1-E2)、电源电压E2、电源电压El的顺序变化，从而产生模拟正弦波。
4.如权利要求I所述的逆变器，其特征在于， 所述控制部使用来自第一直流电源的电源电压E1、来自第二直流电源的电源电压E2、来自第三直流电源的电源电压E3、电源电压El和电源电压E2的电位差(E1-E2)、电源电压El和电源电压E3的电位差(E1-E3)、以及电源电压E2和电源电压E3的电位差(E2-E3)，产生模拟正弦波，其中，El > E2 > E3。
5.如权利要求4所述的逆变器，其特征在于， 所述控制部在交流输出的1/4周期的期间，将输出电压按照电源电压El和电源电压E2的电位差(E1-E2)、电源电压E3、电源电压E2和电源电压E3的电位差(E2-E3)、电源电压El和电源电压E3的电位差(E1-E3)、电源电压E2、电源电压El的顺序变化，从而产生模拟正弦波。
6.如权利要求I至5的任一项所述的逆变器，其特征在于，还包括 多个H桥电路，按多个直流电源分别设置，用于从该多个直流电源的每个向负载供给正向电压和反向电压， 所述控制部通过控制所述多个H桥电路，从而产生模拟正弦波， 所述控制部通过在所述多个直流电源中，将形成用于连接第一直流电源和所述负载的第一 H桥电路的两条低电位侧路径设为无效，且将形成用于连接不同于第一直流电源的第二直流电源和所述负载的第二 H桥电路的两条低电位侧路径设为无效，且将形成所述第一H桥电路的两条闻电位侧路径和形成所述第_■ H桥电路的两条闻电位侧路径设为有效，从而形成与所述多个H桥电路不同的其他的H桥电路。
7.如权利要求6所述的逆变器，其特征在于， 形成所述多个H桥电路的两条低电位侧路径成为共同化。
8.如权利要求6或7所述的逆变器，其特征在于， 在所述第一直流电源的电源电压高于所述第二直流电源的电源电压的情况下，分别插入形成所述其他的H桥电路的两条低电位侧路径中的开关由双向开关元件构成。
9.如权利要求6至8的任一项所述的逆变器，其特征在于， 在使用n个直流电源的情况下，该逆变器包括n个H桥电路，其中，n为2以上的整数， 所述控制部通过所述n个H桥电路而产生n X 2种电压，且通过形成C 2个其他的H桥电路而产生C 2x2种电压。
10.如权利要求I至9的任一项所述的逆变器，其特征在于， 所述控制部产生将构成所述模拟正弦波的至少一个层次的电压和其相邻的层次的电压设为高电平和低电平的PWM(脉宽调制)信号。
11.如权利要求10所述的逆变器，其特征在于，还包括 表，以构成所述模拟正弦波的层次为单位，保持PWM波形数据， 所述控制部使用在所述表中保持的PWM波形数据，生成用于产生所述模拟正弦波的PWM信号。
12.一种电力转换装置，其特征在于，包括权利要求I至11的任一项所述的逆变器。
13.如权利要求12所述的电力转换装置，其特征在于，还包括 滤波器，对通过所述逆变器生成的模拟正弦波进行平滑化。
全文摘要
本发明能够提高逆变器的电力转换效率。逆变器(20)将来自电压分别不同的多个直流电源(V1、V2)的直流电力转换为交流电力。逆变器(200)包括控制部(20)。控制部(20)使用来自第一直流电源(V1)的电源电压(E1)、来自第二直流电源(V2)的电源电压(E2)、以及两个电源电压的电位差(E1-E2)，产生模拟正弦波。控制部(20)通过控制对多个直流电源(V1、V2)分别设置的H桥电路，从而生成模拟正弦波。
文档编号H02M7/483GK102648576SQ20108003853
公开日2012年8月22日 申请日期2010年8月31日 优先权日2009年8月31日
发明者山本哲也, 高野洋 申请人:三洋电机株式会社