专利名称：电力转换装置的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及一种将直流电力转换为交流电力的电力转换装置，特别是涉及用于将光生电压联网到系统上的功率调节器等中的电力转换装置。
背景技术：
在作为以往的电力转换装置的功率调节器中，如下地构成功率调节器串联连接以由斩波电路来对光生电压进行升压的直流电压为直流源的单相逆变器(第1逆变器)、以及其它单相逆变器(第2、第3逆变器)的交流侧，由各逆变器的产生电压的总和来得到输出电压，其中，能够输出比由斩波电路进行升压的直流电压还高的电压。另外，进行控制使得第2、第3逆变器的输出变得相等(例如，参照专利文献1)。现有技术文献专利文献专利文献1 国际公开W02006/090674号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题在以往的电力转换装置中，以斩波电路的输出直流电压为输入的第1逆变器以外的两台逆变器，作为直流电源具备DC/DC转换器来保持直流母线电压为恒定。因此通过保持两台逆变器的直流母线电压相等，电力转换装置高可靠性地进行输出控制。然而，具备作为硬件的DC/DC转换器，因此存在这样的问题点装置结构大型化，成本也增大。本发明是为了解决如上述那样的问题点而作出的，其目的在于以廉价小型的装置结构来抑制连接在第1逆变器上的多台逆变器的直流母线电压的不平衡而使直流母线电压稳定化。解决技术问题的手段本发明所涉及的电力转换装置具备第1逆变器，将连接在第1直流电源上的第1 平滑电容器的直流电力转换为交流电力；以及多个第2逆变器，串联连接在上述第1逆变器的交流输出线上，分别将第2平滑电容器的直流电力转换为交流电力，其中，上述第2平滑电容器的电压比上述第1平滑电容器的电压低，上述多个第2逆变器通过PWM控制输出大概相等的电压使得输出电力收支在1周期内大概成为0，输出上述第1逆变器的输出电压和上述各第2逆变器的输出电压的总和。而且，具备个别地生成上述各第2逆变器的输出电压指令的电压指令生成单元，个别地调整并生成上述各输出电压指令，使得该各输出电压指令的总和保持为相对于上述多个第2逆变器的输出电压之和的目标总电压、且根据上述第2平滑电容器的充电/放电的模式来使上述各第2平滑电容器的电压变得相等。发明效果根据本发明，由于个别地调整并生成第2逆变器的各输出电压指令，使得根据第2 平滑电容器的充电/放电的模式来使该各第2平滑电容器的电压变得相等，所以多个第2逆变器的直流母线电压能够抑制不平衡来使其稳定化。另外，不需要与外部交换直流电力， 不需要DC/DC转换器等，能够促进装置结构的低成本化以及小型化。
图1是表示本发明的实施方式1的电力转换装置的结构的图。图2是表示本发明的实施方式1的第1、第2各逆变器的输出电压波形的图。图3是表示本发明的实施方式1的第2逆变器的各输出电压的总电压的电压波形的图。图4是表示本发明的实施方式1的第2逆变器的各输出电力(瞬时值)的总电力的电力波形的图。图5是本发明的实施方式1的第2电压指令生成部中的控制框图。图6是表示本发明的实施方式1的多个第2逆变器内的电流路径的图。图7是表示本发明的实施方式1的多个第2逆变器内的电流路径的图。图8是表示本发明的实施方式1的多个第2逆变器内的电流路径的图。图9是表示本发明的实施方式1的多个第2逆变器内的电流路径的图。图10是表示本发明的实施方式1的多个第2逆变器的直流母线电压的图。图11是表示本发明的实施方式1的比较例的多个第2逆变器的直流母线电压的图。图12是表示本发明的实施方式2的控制范围的图。图13是表示本发明的实施方式2的多个第2逆变器内的电流路径的图。图14是表示本发明的实施方式3的电力转换装置的结构的图。图15是本发明的实施方式3的第2电压指令生成部中的控制框图。图16是表示本发明的实施方式3的其它例子的电力转换装置的结构的图。图17是表示本发明的实施方式3的另外的其它例子的电力转换装置的结构的图。
具体实施例方式实施方式1.下面，说明本发明的实施方式1的电力转换装置。图1是表示本发明的实施方式 1的电力转换装置的结构的图。如图1所示，在由太阳电池等构成的第1直流电源1上连接了直流母线电压平滑用的第1平滑电容器2，向由单相全桥逆变器构成的第1逆变器3提供直流电力。在第1逆变器3的交流输出线上，串联连接了多个(在这种情况下为两个)第2逆变器4A、4B。第1逆变器3具备多个MOSFET等自消弧型半导体开关元件5 (下面，称作半导体开关幻，将第1平滑电容器2的直流电力转换为交流电力。各第2逆变器4A、4B分别具备独立的第2平滑电容器6A、6B、以及多个MOSFET等自消弧型半导体开关元件7 (下面，称作半导体开关7)，分别将第2平滑电容器6A、6B的直流电力转换为交流电力。第2逆变器4A、 4B的各输出电压叠加在第1逆变器3的输出电压上，经由滤波器电路8向负载9施加正弦波的交流。另外，具备检测第2平滑电容器6A、6B的各电压\、Vb的电压传感器10a、10b。 此外，第2平滑电容器6A、6B的电压设定为比第1平滑电容器2的电压低。
另外，具备使用了 DSP (Digital Signal Processor 数字信号处理器)、 FPGA (Field Programmable Gate Array 现场可编程门阵列)等运算元件的控制电路11。 控制电路11具备第1电压指令生成部12，生成第1逆变器3的输出电压指令Vrefl ；第2 电压指令生成部13，作为电压指令生成单元个别地生成第2逆变器4A、4B的各输出电压指令VrefAJrefB ；第1栅极脉冲生成部14，根据第1逆变器3的输出电压指令Vrefl来生成驱动控制第1逆变器3的栅极脉冲14a ；以及第2栅极脉冲生成部15，根据第2逆变器4A、 4B的各输出电压指令VrefA、VrefB来生成分别驱动控制各第2逆变器4A、4B的栅极脉冲 15a、15b0另外，第2电压指令生成部13具备电压平衡控制单元16，进行控制运算使得检测从电压传感器10a、10b所得到的第2平滑电容器6A、6B的各电压\、Vb的不平衡来使其平衡；以及个别电压指令生成单元17，根据该电压平衡控制单元16的控制运算来个别地生成第2逆变器4A、4B的各输出电压指令VrefA、VrefB。下面说明这样构成的电力转换装置的动作。图2是表示电力转换装置的第1、第2各逆变器3、4A、4B的输出电压波形的图。20 是电力转换装置整体向负载9输出的正弦波的电压。第1逆变器3的输出电压21成为在半周期内1脉冲的脉冲波形，第2逆变器4A、4B以PWM方式输出如补偿正弦波电压和第1 逆变器3的输出电压21的差分那样的电压22a、22b。在这种情况下，第2逆变器4A、4B的各输出电压22a、22b大致相等，以该总电压来补偿正弦波电压和第1逆变器3的输出电压 21的差分。而且，串联连接的第1、第2逆变器3、4A、4B的输出电压的总和输出到负载9。第2逆变器4A、4B的各输出电压22a、22b的总电压22的电压波形表示在图3中。 23是电力转换装置的输出电流波形。另外，第2逆变器4A、4B的各输出电力(瞬时值)的总电力M的电力波形表示在图4中。如图4所示，与只具有正极性的电力的一般的PWM逆变器不同，存在第2逆变器4A、4B的输出电力(总电力24)中具有正极性、负极性这两者的期间，各第2平滑电容器6A、6B在正极性时放电，在负极性时充电。而且，通过PWM方式进行以下方式的输出这些正和负的电力量变得相同、即1周期中的电力收支大致为0。接着，对控制电路11中的控制进行说明。在第1电压指令生成部12中，根据作为电力转换装置整体的输出目标的正弦波电压和第1平滑电容器2的电压，来生成输出电压指令Vrefl，使得第1逆变器3在半周期中输出1脉冲的脉冲电压。决定该脉冲电压的脉宽使得输出总电压22的第2逆变器4A、4B 的电力收支(总电力收支)大致为0，所述总电压22补偿正弦波电压和第1逆变器3的输出电压21的差分。在第1栅极脉冲生成部14中，根据输出电压指令Vrefl来生成驱动控制第1逆变器3的各半导体开关5的栅极脉冲14a。在第2电压指令生成部13中，具备电压平衡控制单元16和个别电压指令生成单元17，个别地生成第2逆变器4A、4B的各输出电压指令VrefAJrefB，使得第2平滑电容器 6A、6B的各电SVA、VB平衡。在第2栅极脉冲生成部15中，根据输出电压指令VrefA来生成驱动控制第2逆变器4A的各半导体开关7的栅极脉冲15a，并且根据输出电压指令VrefB 来生成驱动控制第2逆变器4B的各半导体开关7的栅极脉冲15b。图5是第2电压指令生成部13中的控制框图。另外，在这里为方便起见，只图示输出电流23为正极性的情况。
从正弦波电压减去第1逆变器3的输出电压指令Vrefl来生成成为对于总电压22 的输出电压指令的目标总电压Vref2，所述总电压22是两个第2逆变器4A、4B的输出电压之和。而且，将目标总电压Vref2分割为相同的两部分来生成基准电压指令25。另一方面，根据由电路沈进行PI控制所得的控制量以及反转该控制量的正负符号所得的值来生成正负控制量，其中该控制量使得第2平滑电容器6A的电压Va和第2平滑电容器6B的电压Vb的偏差变成0。另外，由比较器27来检测目标总电压Vref2的极性， 在电路观中，根据目标总电压Vref2的极性来输出正负控制量之一。而且，将从电路观所输出的控制量相加到基准电压指令25来生成输出电压指令VrefAJrefB的一个，从基准电压指令25减去该控制量来生成输出电压指令VrefAJrefB的另一个。此外，两个输出电压指令VrefA、VrefB之和，始终与目标总电压Vref2 —致。另外，由于目标总电压Vref2、基准电压指令25以及两个输出电压指令VrefA、 VrefB的极性相同，所以这里为了简便设为生成各输出电压指令VrefA、VrefB的绝对值，基准电压指令25也处理为绝对值。这样，电压平衡控制单元16运算反馈控制的控制量使得第2平滑电容器6A的电压Va和第2平滑电容器6B的电压Vb的偏差成为0。个别电压指令生成单元17运算目标总电压Vref 2，通过在将其进行二等分所得的基准电压指令25上相加、减去由电压平衡控制单元16进行运算所得的控制量来进行调整，生成各输出电压指令VrefA、VrefB。而且， 该调整方向是根据通过目标总电压Vref2的极性判定的第2平滑电容器6A、6B的充电/放电模式来决定的。如图3、图4中所示，在输出电流23为正极性、即电力转换装置的输出为正极性的情况下(相位0 31)，在相位0 Θ1、Θ2 Θ3、Θ4 31中目标总电压Vref2为正极性，第2平滑电容器6A、6B为放电模式，在相位θ 1 θ 2、θ 3 θ 4中目标总电压Vref2 为负极性、第2平滑电容器6A、6B为充电模式。当第2平滑电容器6A的电压Va和第2平滑电容器6B的电压Vb之间的平衡被破坏，成为Va > Vb时，从电路沈输出正的控制量，放电模式时加大输出电压指令VrefA的绝对值、减小输出电压指令VrefB的绝对值，使得第2平滑电容器6A的放电量变得比第2平滑电容器6B的放电量大。另外充电模式时通过反转控制量的符号来加大输出电压指令VrefB 的绝对值、减小输出电压指令VrefA的绝对值，使得第2平滑电容器6B的充电量变得比第 2平滑电容器6A的充电量大。另外，当成为Va < Vb时从电路沈输出负的控制量，放电模式时加大输出电压指令 VrefB的绝对值、减小输出电压指令VrefA的绝对值，使得第2平滑电容器6B的放电量变得比第2平滑电容器6A的放电量大。另外充电模式时通过反转控制量的符号来加大输出电压指令VrefA的绝对值、减小输出电压指令VrefB的绝对值，使得第2平滑电容器6A的充电量变得比第2平滑电容器6B的充电量大。下面根据图6 图9来说明由所生成的各输出电压指令VrefAJrefB所引起的各第2逆变器4A、4B的动作。这里各第2逆变器4A、4B构成为，由两个半导体开关7 (Ql Q8)构成的两个臂中的一个是只在输出电压的极性变化时进行开关的极性固定用臂18a、18b，另一个是通过 PWM开关来形成波形的PWM臂19a、19b。在第2逆变器4A中，由半导体开关Ql、Q2来构成
7极性固定用臂18a，由半导体开关Q3、Q4来构成PWM臂19a。另外，在第2逆变器4B中，由半导体开关Q5、Q6来构成极性固定用臂18b，由半导体开关Q7、Q8来构成PWM臂19b。当电力转换装置的输出为正极性、第2逆变器4A、4B的各输出电压22a、22b为正时，该电力为正极性，第2平滑电容器6A、6B为放电模式，流过第2逆变器4A、4B的电流在图6所示的电流路径中流过。此时极性固定用臂18a、18b的半导体开关Q2、Q6始终导通，根据PWM臂19a、19b 的半导体开关Q3、Q7的各自的占空因数来决定放电量。半导体开关Q3、Q7的各自的占空因数是根据各输出电压指令VrefAJrefB的绝对值来决定的。而且半导体开关Q3、Q7内占空因数的高的一方，进一步降低第2平滑电容器6A、6B的电压来使第2逆变器4A、4B的直流母线电压进一步下降。接着当电力转换装置的输出为正极性、第2逆变器4A、4B的各输出电压22a、22b 为负时，该电力为负极性，第2平滑电容器6A、6B为充电模式，流过第2逆变器4A、4B的电流在图7所示的电流路径中流过。此时极性固定用臂18a、18b的半导体开关Ql、Q5始终导通，根据PWM臂19a、19b 的半导体开关Q4、Q8的各自的占空因数来决定充电量。半导体开关Q4、Q8的各自的占空因数是根据各输出电压指令VrefAJrefB的绝对值来决定的。而且半导体开关Q4、Q8内占空因数的高的一方，进一步增大第2平滑电容器6A、6B的电压来使第2逆变器4A、4B的直流母线电压进一步增大。接着当电力转换装置的输出为负极性、第2逆变器4A、4B的各输出电压2h、22b 为正时，该电力为负极性，第2平滑电容器6A、6B为充电模式，流过第2逆变器4A、4B的电流在图8所示的电流路径中流过。此时极性固定用臂18a、18b的半导体开关Q2、Q6始终导通，根据PWM臂19a、19b 的半导体开关Q3、Q7的各自的占空因数来决定充电量。半导体开关Q3、Q7的各自的占空因数是根据各输出电压指令VrefAJrefB的绝对值来决定的。而且半导体开关Q3、Q7内占空因数的高的一方，进一步增大第2平滑电容器6A、6B的电压来使第2逆变器4A、4B的直流母线电压进一步增大。接着当电力转换装置的输出为负极性、第2逆变器4A、4B的各输出电压2h、22b 为负时，该电力为正极性，第2平滑电容器6A、6B为放电模式，流过第2逆变器4A、4B的电流在图9所示的电流路径中流过。此时极性固定用臂18a、18b的半导体开关Ql、Q5始终导通，根据PWM臂19a、19b 的半导体开关Q4、Q8的各自的占空因数来决定放电量。半导体开关Q4、Q8的各自的占空因数是根据各输出电压指令VrefAJrefB的绝对值来决定的。而且半导体开关Q4、Q8内占空因数的高的一方，进一步降低第2平滑电容器6A、6B的电压来使第2逆变器4A、4B的直流母线电压进一步下降。如以上那样各第2逆变器4A、4B是通过各输出电压指令VrefA、VrefB来进行输出控制，通过控制使得成为各直流母线电压的两个第2平滑电容器6A、6B的电压变得相等。 因此，如图10所示，第2逆变器4A、4B的各直流母线电压的相互的不平衡得以抑制，能够控制为以一定值相互相等。此外，作为比较例，说明了将把目标总电压Vref2分为两部分所得的基准电压指
8令25原样地用于第2逆变器4A、4B的各输出电压指令的情况。两个第2逆变器4A、4B相同地构成，但是在实际中由于第2平滑电容器6A和第2平滑电容器6B的阻抗的不同、各第 2逆变器4A、4B的模式(pattern)的差异、半导体开关7的特性的不同，电路常数不同。因此，在两个第2逆变器4A、4B根据相同的输出电压指令来同样地连续进行开关的情况下，例如图11所示，第2逆变器4A、4B的各直流母线电压变得不平衡。在这种情况下，第2逆变器4A的直流母线电压、即第2平滑电容器6A的电压值下降，第2逆变器4B的直流母线电压、即第2平滑电容器6B的电压值上升。在该实施方式中，如上述那样，调整并生成输出电压指令使得第2逆变器4A、4B的各直流母线电压平衡。因此，能够在不与外部交换直流电力而进行电压控制的情况下，将第 2逆变器4A、4B的各直流母线电压控制为以一定值相互相等。因而，通过促进低成本化、小型化的装置结构，输出控制的可靠性也得以提高。此外，在上述实施方式中，通过PI (比例、积分)控制来进行反馈控制使得两个第 2平滑电容器6A、6B的电压偏差成为0，但是也可以是比例控制或者积分控制等其它反馈控制。另外，也可以进行反馈控制使得第2平滑电容器6A、6B的各电压和目标电压值的偏差成为0，生成第2逆变器4A、4B的各输出电压指令。另外在上述实施方式中，第1逆变器3设为在半周期中输出1脉冲的电压，但是不限于此。为了高效率化，希望是半周期中数脉冲以下的脉冲数，但是即使是多脉冲输出也能够应用于该实施方式中。实施方式2.接着，说明本发明的实施方式2的电力转换装置。在这种情况下，与图1中所示的结构相同。在该实施方式的控制中，第1逆变器3是与上述实施方式1相同地进行控制的。即在第1电压指令生成部12中，生成输出电压指令Vrefl，使得第1逆变器3决定脉宽使得第2逆变器4A、4B的电力收支(总电力收支)大致为0，并在半周期中输出1脉冲的脉冲电压。而且在第1栅极脉冲生成部14中，根据输出电压指令Vrefl来生成驱动控制第1逆变器3的各半导体开关5的栅极脉冲14a。在第2电压指令生成部13中，具备电压平衡控制单元16和个别电压指令生成单元17，个别地生成第2逆变器4A、4B的各输出电压指令VrefAJrefB使得第2平滑电容器 6A、6B的各电压VA、VB平衡。在第2栅极脉冲生成部15中，根据输出电压指令VrefA来生成驱动控制第2逆变器4A的各半导体开关7的栅极脉冲15a，并且根据输出电压指令VrefB 来生成驱动控制第2逆变器4B的各半导体开关7的栅极脉冲15b。在这种情况下，在电压平衡控制单元16中，比较第2平滑电容器6A的电压Va和第2平滑电容器6B的电压VB，当偏差超过规定值时，输出用于只让第2逆变器4A、4B之一来输出的控制信号。个别电压指令生成单元17，首先与上述实施方式1相同地，从正弦波电压减去第 1逆变器3的输出电压指令Vrefl来生成成为对于总电压22的输出电压指令的目标总电压Vref2，所述总电压22是两个第2逆变器4A、4B的输出电压之和。接着，将目标总电压 Vref2进行二等分来生成基准电压指令25。而且，在第2平滑电容器6A的电压Va和第2平滑电容器6B的电压Vb的偏差的绝对值在规定值以下的正常时，使用基准电压指令25作为第2逆变器4A、4B的各输出电压指 ^VrefA, VrefB0另外，当第2平滑电容器6A的电压Va和第2平滑电容器6B的电压Vb的偏差超过规定值时，从电压平衡控制单元16接受控制信号，将第2逆变器4A、4B的输出电压指令 VrefA.VrefB的一个设为0，另一个设为目标总电压Vref2。将哪个输出电压指令设为目标总电压Vref2，是根据通过目标总电压Vref2的极性判定的第2平滑电容器6A、6B的充电/ 放电模式来决定的。此外，如图12所示，将一个输出电压指令作为目标总电压Vref2只由一个第2逆变器4A (或者4B)进行输出的控制，只能够在目标总电压Vref2成为第2平滑电容器6A、 6B的电压电平以下的电压范围四的期间中进行。因此，在Vref2 > Va (Vb)或者Vref2 < -Va(Vb)的期间，使用基准电压指令25作为各输出电压指令VrefA、VrefB。在目标总电压Vref2处于电压范围四内、即处于-Va(Vb)彡Vref2彡Va(Vb)的期间内，第2平滑电容器6A的电压Va和第2平滑电容器6B的电压Vb的平衡破坏时的具体的控制表示在下面。当Va > Vb且偏差(Va-Vb)超过规定值时，放电模式时将输出电压指令VrefA设为目标总电压Vref2、将输出电压指令VrefB设为O使得只有第2平滑电容器6A进行放电。 另外充电模式时将输出电压指令VrefB设为目标总电压Vref2、将输出电压指令VrefA设为 O使得只有第2平滑电容器6B进行充电。由此减少第2平滑电容器6A的电压VA，增大第2 平滑电容器6B的电压Vb。另外，当Va < Vb且偏差(Vb-Va)超过规定值时，放电模式时将输出电压指令VrefB 设为目标总电压Vref2、将输出电压指令VrefA设为O使得只有第2平滑电容器6B进行放电。另外充电模式时将输出电压指令VrefA设为目标总电压Vref2、将输出电压指令VrefB 设为O使得只有第2平滑电容器6A进行充电。由此增大第2平滑电容器6A的电压Va，减少第2平滑电容器6B的电压VB。例如，当Va > Vb且在放电模式时，将输出电压指令VrefA设为目标总电压Vref2 只使第2逆变器4A进行输出的情况下，流过第2逆变器4A、4B的电流在图13所示的电流路径中流过。此时通过始终导通第2逆变器4B的半导体开关Q6、Q8、始终断开半导体开关Q5、 Q7，将第2逆变器4B设为完全短路状态。而且，在第2逆变器4A中，极性固定用臂18a的半导体开关Q2始终导通，使PWM臂19a的半导体开关Q3以根据输出电压指令VrefA (Vref2) 的绝对值来决定的占空因数而导通。如以上那样，在该实施方式中，由于也是调整并生成输出电压指令来使得第2逆变器4A、4B的各直流母线电压平衡，因此与上述实施方式1相同，能够在不与外部交换直流电力而进行电压控制的情况下，将第2逆变器4A、4B的各直流母线电压控制为以一定值相互相等。因而，通过促进低成本化、小型化的装置结构，输出控制的可靠性也得以提高。实施方式3. 此外在上述实施方式1、2中，第2逆变器设为两台，但是也可以具备3台以上的第 2逆变器。 图14是表示本发明的实施方式3的电力转换装置的结构的图。
如图14所示，在第1直流电源1上连接第1平滑电容器2，向由单相全桥逆变器构成的第1逆变器3提供直流电力。在第1逆变器3的交流输出线上，串联连接了 3台第 2 逆变器 4A、4B、4C。各第2逆变器4A、4B、4C分别具备独立的第2平滑电容器6A、6B、6C、以及多个半导体开关7，第2逆变器4A、4B、4C的各输出电压叠加在第1逆变器3的输出电压上，经由滤波器电路8来向负载9施加正弦波的交流。另外，具备检测第2平滑电容器6A、6B、6C的各电压VA、VB、VC的电压传感器10a、10b、10c。另外，具备使用了 DSP、FPGA等运算元件的控制电路11a。控制电路Ila具备第 1电压指令生成部12，生成第1逆变器3的输出电压指令Vrefl ；第2电压指令生成部13， 个别地生成第2逆变器4A、4B、4C的各输出电压指令VrefA、VrefB、VrefC ；第1栅极脉冲生成部14，根据第1逆变器3的输出电压指令Vrefl来生成驱动控制第1逆变器3的栅极脉冲14a ；以及第2栅极脉冲生成部15，根据第2逆变器4A、4B、4C的各输出电压指令VrefA、 VrefB, VrefC来生成分别驱动控制各第2逆变器4A、4B、4C的栅极脉冲15a、15b、15c。第1电压指令生成部12与上述实施方式1相同地，生成第1逆变器3的输出电压指令Vrefl0在第2电压指令生成部13中，具备电压平衡控制单元16和个别电压指令生成单元17，个别地生成第2逆变器4A、4B、4C的各输出电压指令VrefA、VrefB, VrefC使得第2 平滑电容器6A、6B、6C的各电压VA、VB、Vc相互平衡。在这种情况下，将3个第2逆变器4 (4A、4B、4C)分为两个第2逆变器4A、4B、以及剩余的第2逆变器4C这两组，比较第2平滑电容器6A、6B的平均电压和第2平滑电容器6C 的电压Vc，将电压高的组设为使电压减少的A组、电压低的组设为使电压增大的B组。此外， 当第2逆变器4C的组中有多台逆变器时，对第2平滑电容器的电压使用平均值。而且，当第2平滑电容器6 (6A、6B、6C)为充电模式时，生成A组内的第2逆变器4 的输出电压指令，使其绝对值电压小于将目标总电压Vref2三等分所获得的基准电压指令 25a ；生成上述B组内的第2逆变器4的输出电压指令，使其绝对值电压大于基准电压指令 25a。另外，当第2平滑电容器6为放电模式时，生成A组内的第2逆变器4的输出电压指令，使其绝对值电压大于基准电压指令25a ；生成B组内的第2逆变器4的输出电压指令， 使其绝对值电压小于基准电压指令25a。图15是该实施方式的第2电压指令生成部13中的控制框图。此外，此处为方便起见，只图示输出电流23为正极性的情况。从正弦波电压减去第1逆变器3的输出电压指令Vref 1来生成成为对于总电压22 的输出电压指令的目标总电压Vref2，所述总电压22是3个第2逆变器4A、4B、4C的输出电压之和。而且，将目标总电压Vref2进行三等分来生成基准电压指令25a。另一方面，根据由电路沈进行PI控制所得的控制量以及反转该控制量的正负符号所得的值来生成正负控制量，其中该控制量使得两个第2平滑电容器6A、6B的电压VA、VB 的平均电压和剩余的第2平滑电容器6C的电压VC的偏差成为0。另外，由比较器27来检测目标总电压Vref2的极性，在电路观中，根据目标总电压Vref2的极性来输出正负控制量的之一。而且，将根据电压\、Vb之比分配了从电路观所输出的控制量的值分别加在基准电压指令25a上来生成各输出电压指令VrefA、VrefB,从基准电压指令25a减去该控制量来生成输出电压指令VrefC。此外，3个输出电压指令VrefA、VrefB, VrefC之和，始终与目标总电压Vref 2 —致。另外，由于目标总电压Vref2、基准电压指令25a以及3个输出电压指令VrefA、 VrefB、VrefC的极性相同，所以这里为了简便设为生成各输出电压指令VrefA、VrefB、 VrefC的绝对值，基准电压指令2 也处理为绝对值。在该实施方式中，也调整并生成输出电压指令来使得第2逆变器4A、4B、4C的各直流母线电压平衡。因此，能够在不与外部交换直流电力而进行电压控制的情况下，将第2逆变器4A、4B、4C的各直流母线电压控制为以一定值相互相等。因而，通过促进低成本化、小型化的装置结构，输出控制的可靠性也得以提高。此外，也可以在具备3台以上的多个第2逆变器4的电力转换装置中应用上述实施方式2来平衡第2逆变器4的各直流母线电压，得到相同的效果。即将多个第2逆变器4分为2组，比较第2平滑电容器6的平均电压，将电压高的组设为使电压减少的A组、电压低的组设为使电压增大的B组，当平均电压差超过规定值时进行下面的控制。当第2平滑电容器6为充电模式时，A组内的第2逆变器4的输出电压指令设为0，只有B组内的第2逆变器4，例如根据第2平滑电容器6的电压比来分配目标总电压Vref2而生成输出电压指令来进行输出控制。另外，当第2平滑电容器6为放电模式时，B组内的第2逆变器4的输出电压指令设为0，只有A组内的第2逆变器4，例如根据第 2平滑电容器6的电压比来分配目标总电压Vref 2而生成输出电压指令来进行输出控制。在这种情况下，只在一个组中对第2平滑电容器6进行充放电的控制，只能够在目标总电压Vref 2位于进行输出控制的上述一个组内的第2平滑电容器6的电压之和的电压电平以下的期间中进行。在除此以外的期间中，与组间的第2平滑电容器6的电压差为规定值内的情况相同，使用将目标总电压Vref2以第2逆变器4的台数进行等分而所得的基准电压指令2 作为各输出电压指令。另外，如图16所示，第1逆变器也可以是3电平单相逆变器30等的多电平逆变器。 在这种情况下，连接了对直流电源1的电压进行平滑的两个串联的第1平滑电容器h、2b。另外进一步地，如图17所示，第1逆变器也可以是三相逆变器31，在这种情况下， 在三相逆变器31的各相交流输出线上分别串联连接多个第2逆变器4A、4B，针对各相与上述各实施方式相同地控制第2逆变器4A、4B。产业上的实用性如上所述本发明能够广泛应用于将直流电力转换为交流电力、特别是用于将光生电压等联网到系统上的功率调节器等的电力转换装置中。
1权利要求
1.一种电力转换装置，具备第1逆变器，将连接到第1直流电源的第1平滑电容器的直流电力转换为交流电力；以及多个第2逆变器，串联连接到上述第1逆变器的交流输出线，分别将第2平滑电容器的直流电力转换为交流电力，所述第2平滑电容器的电压比所述第1平滑电容器的电压低，所述多个第2逆变器通过PWM控制来输出彼此大致相等的电压使得输出电力收支在1周期中大致为0， 输出所述第1逆变器的输出电压与所述各第2逆变器的输出电压的总和， 所述电力转换装置的特征在于，具备个别地生成所述各第2逆变器的输出电压指令的电压指令生成单元，将该各输出电压指令的总和保持为相对于所述多个第2逆变器的输出电压之和的目标总电压，并且根据所述第2平滑电容器的充电/放电的模式来个别地调整并生成所述各输出电压指令，使所述各第2平滑电容器的电压相互相等。
2.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于， 所述电压指令生成单元对所述目标总电压进行等分割来运算所述各第2逆变器的基准电压指令， 根据所述各第2平滑电容器的电压将所述多个第2逆变器分为减少所述第2平滑电容器的电压的A组和增大所述第2平滑电容器的电压的B组，当所述第2平滑电容器为充电模式时，生成所述A组内的所述第2逆变器的所述输出电压指令，其中使得该输出电压指令的绝对值电压小于所述基准电压指令，生成所述B组内的所述第2逆变器的所述输出电压指令，其中使得该输出电压指令的绝对值电压大于所述基准电压指令，当所述第2平滑电容器为放电模式时，生成所述A组内的所述第2逆变器的所述输出电压指令，其中使得该输出电压指令的绝对值电压大于所述基准电压指令，生成所述B组内的所述第2逆变器的所述输出电压指令，其中使得该输出电压指令的绝对值电压小于所述基准电压指令。
3.根据权利要求1所述的电力转换装置，其特征在于， 所述电压指令生成单元根据所述各第2平滑电容器的电压将所述多个第2逆变器分为减少所述第2平滑电容器的电压的A组和增大所述第2平滑电容器的电压的B组，当所述第2平滑电容器为充电模式时，将所述A组内的所述第2逆变器的所述输出电压指令设为0，只生成所述B组内的所述第2逆变器的所述输出电压指令，使得对所述第2 平滑电容器进行充电，当所述第2平滑电容器为放电模式时，将所述B组内的所述第2逆变器的所述输出电压指令设为0，只生成所述A组内的所述第2逆变器的所述输出电压指令，使得对所述第2 平滑电容器进行放电。
4.根据权利要求3所述的电力转换装置，其特征在于，在所述目标总电压的绝对值比所述A组和B组中的一个组内的所述第2平滑电容器的电压之和低的期间内，进行只由所述一个组来对所述第2平滑电容器进行充放电的控制。
5.根据权利要求1 4中任意一项所述的电力转换装置，其特征在于， 所述第1逆变器以及所述多个第2逆变器由单相逆变器来构成。
6.根据权利要求5所述的电力转换装置，其特征在于， 所述第1逆变器由全桥型或者多电平型的单相逆变器构成。
7.根据权利要求1 4中任意一项所述的电力转换装置，其特征在于，所述第1逆变器是由三相逆变器来构成，所述多个第2逆变器由单相逆变器来构成，所述多个第2逆变器分别串联连接到所述第1逆变器的各相交流输出线。
8.根据权利要求1 4中任意一项所述的电力转换装置，其特征在于， 所述第1直流电源是太阳能电池。
全文摘要
具备连接在第1直流电源(1)上的第1逆变器3、以及串联连接的多个第2逆变器(4A、4B)，多个第2逆变器(4A、4B)在电力收支大致为0的输出之和的情况下来补偿第1逆变器(3)的输出电压。而且，个别地调整并生成各输出电压指令(VrefA、VrefB)使得第2逆变器(4A、4B)的各输出电压指令(VrefA、VrefB)的总和保持为目标总电压(Vref2)、且根据充电/放电的模式来使第2逆变器(4A、4B)的各直流母线电压变得相等。
文档编号H02M7/49GK102301579SQ200980155648
公开日2011年12月28日 申请日期2009年11月10日 优先权日2009年1月29日
发明者岩田明彦, 藤原贤司 申请人:三菱电机株式会社