整流电路的利记博彩app

专利名称：整流电路的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及整流电路，特别涉及对三相电流进行整流的技术。
背景技术：
图11是例示现有的三相PWM换流器的电路图。从三相电压源12对换流器CNV施 加三相电压Va、Vb、Vc，由此三相电流1￡1、113、1(3经由电抗器组2流入换流器0·。图12是 示出该三相PWM换流器的稳定状态下的输入输出波形的仿真结果的图，为了将电压Vdc设 为700V，三相电流la、lb、Ic以波峰值12A流过。并且，作为与本发明相关联的技术，专利文献1等公开了在将三相电力转换为二 相电力时使用PWM(Pulse Width Modulation 脉冲宽度调制)电力转换装置的技术。专利文献1 日本特开平11-018433号公报如下所示，在这样的换流器中，在启动时或从瞬停等恢复时有时产生大电流。图13是示出现有的三相PWM换流器中的瞬停/恢复时的输入输出波形仿真结果 的图。这里，“恢复”是指，刚刚从通常运转的状态产生瞬停后电压Vdc变成OV之前施加来 自三相电源的电压。在该仿真中，通过安插在三相电压源12与电抗器组Z之间的开关Sa、 Sb,Sc同时断开/导通，对虚拟的瞬停/恢复进行了仿真。即，相当于3相全部瞬间地缺相 (欠相)的情况。第2个曲线图表示开关Sa、Sb、Sc的控制信号，示出在时刻0.15s使开关 Sa.Sb.Sc从导通状态转变为非导通状态，在时刻0. 175s使开关Sa、Sb、Sc从非导通状态转 变为导通状态的情况。示出在恢复后电流la、lb、Ic瞬态大幅度紊乱，电压Vdc也瞬态上升 到稳定时的4倍左右的情况。图14也是示出现有的三相PWM换流器中的瞬停/恢复时的输入输出波形仿真结 果的图，通过在开关Sb导通的状态下使开关Sa、Sc同时断开/导通，对虚拟的瞬停/恢复 进行了仿真。即，相当于与电压Va、Vc对应的2相瞬间性缺相的情况。第2个曲线图表示 开关Sa、Sc的控制信号，示出在时刻0. 15s使开关Sa、Sc从导通状态转变为非导通状态，在 时刻0. 175s使开关Sa、Sc从非导通状态转变为导通状态的情况。在该情况下，与图8所示 的曲线图相同，也示出在恢复后电流la、lb、Ic、电压vdc大幅度紊乱的情况。为了改善恢复后的瞬态紊乱，对于不缺相的三相电压源12，也可考虑设计使开关 Sa、Sb、Sc导通的定时。具体而言，使开关Sa、Sb、Sc分别在对应的相的电压Va、Vb、Vc过 零的时刻开始导通。图15是示出在电压Va、Vb、Vc分别从负转变为正的过零时刻分别使开关开始导通 而恢复时的输入输出波形仿真结果的图。另外，图16是示出在开关Sb导通的状态下使开 关Sa、Sc开始导通而恢复时的输入输出波形仿真结果的图。无论是哪个情况，虽然波形本 身都与图13、图14所示的波形不同，但电流Ia，lb, Ic、电压Vdc大幅度紊乱的情况没有变 化。这里，在图15的情况下，由于电流la、lb、Ic的紊乱，不能保持电压Vdc，而趋近于0V。这样，可知当采用了现有的换流器CNV时，在过零处进行开关动作这样的设计也 不奏效。
并且，在制作可耐受这些大电流的换流器时，需要配置昂贵的电路元件，因此难以 实现换流器小型化，而且难以实现低成本化。另外，伴随该大电流的产生，还存在换流器的 控制变得困难的问题。

发明内容
本发明鉴于上述课题而完成，其目的在于提供抑制启动时/恢复时的大电流、实 现小型化/低成本化的技术。为了解 决上述课题，第1发明为整流电路(10)，其具有第1开关(Si)，其具有施 加有从三相电压源(12)输出的第1相电压的一端(Sll)、以及与该一端之间的导通/非导 通被控制的另一端(S12)；第2开关(S2)，其具有施加有从所述三相电压源输出的第2相电 压的一端(S21)、以及与该一端之间的导通/非导通被控制的另一端(S22)；三相/ 二相转 换电感器(14)，其输入所述第1相电压和从所述三相电压源输出的第3相电压，输出第4相 电压(Vinvl)以及与所述第4相电压一同构成二相电压的第5相电压(Vinv2)，该第4相 电压是以所述第3相电压为基准的所述第1相电压，该第5相电压以所述第2相电压为基 准；第1单相脉冲宽度调制换流器(16)，其对第1整流电流(idl)进行第1脉冲宽度调制， 输出第1调制电流(ml2)，该第1整流电流是对所述第4相电压进行整流而得到的；以及第 2单相脉冲宽度调制换流器(18)，其对第2整流电流(id2)进行第2脉冲宽度调制，输出第 2调制电流(m34)，该第2整流电流是对所述第5相电压进行整流而得到的。第2发明为，在第1发明中，所述第1开关(Si)在从所述第1相电压中减去所述 第3相电压而得到的电压大致为0时从非导通状态转变为导通状态，所述第2开关(S2)在 所述电压取极值的附近从非导通状态转变为导通状态。第3发明为，在第1发明中，在所述第2开关(S2)非导通时，所述第1开关(Si) 从非导通状态变为导通状态，在所述第1开关导通时，所述第2开关从非导通状态变为导通 状态。第4发明为，在第1至第3发明的任意一项中，具有电容器(20)，该电容器(20)与 所述第1单相脉冲宽度调制换流器(16)的输出侧以及所述第2单相脉冲宽度调制换流器 (18)的输出侧均并联连接。第5发明为，在第1至第4发明的任意一项中，所述第1单相脉冲宽度调制换流器 (16)具有第1单相二极管电桥(22)，其对所述第4相电压进行全波整流，输出所述第1整 流电流(idl)，第1斩波器(24)，其对所述第1整流电流进行第1斩波动作，输出所述第1 调制电流(ml2)，所述第2单相脉冲宽度调制换流器(18)具有第2单相二极管电桥(32)， 其对所述第5相电压进行全波整流，输出所述第2整流电流(id2)；以及第2斩波器(34)， 其对所述第2整流电流进行第2斩波动作，输出所述第2调制电流(m34)。第6发明为，在第5发明中，所述第1单相二极管电桥(22)具有输出所述第1整 流电流(idl)的高电位侧输出端⑴；以及低电位侧输出端(-)，所述第1斩波器(24)具 有第1电感器(42)，其与所述第1单相二极管电桥的所述高电位侧输出端连接；第1 二极 管(44)，其包含经由所述第1电感器与所述第1单相二极管电桥连接的正极、以及输出所 述第1调制电流(ml2)的负极；第2 二极管(46)，其包含正极以及与所述第1单相二极管 电桥的所述低电位侧输出端连接的负极；以及第1开关元件(48)，其包含与所述第1 二极管的正极连接的第1端以及与所述第2 二极管的负极连接的第2端，在所述第1端与所述 第2端之间接通/切断，所述第2单相二极管电桥(32)具有输出所述第2整流电流(id2) 的高电位侧输出端⑴；以及低电位侧输出端(_)，所述第2斩波器(34)具有第2电感器 (52)，其与所述第2单相二极管电桥的所述高电位侧输出端连接；第3 二极管(54)，其包含 经由所述第2电感器与所述第2单相二极管电桥连接的正极、以及输出所述第2调制电流 (m34)的负极；第4 二极管(56)，其包含正极以及与所述第2单相二极管电桥的所述低电位 侧输出端连接的负极；以及第2开关元件(58)，其包含与所述第3 二极管的正极连接的第3 端以及与所述第4 二极管的负极连接的第4端，在所述第3端与所述第4端之间接通/切 断，所述第1二极管的所述负极与所述第3 二极管的所述负极共同与所述电容器的一端连 接，所述第2 二极管的所述正极与所述第4 二极管的所述正极共同与所述电容器的另一端 连接。根据第1发明，第1调制电流与第2调制电流之间的相位差大致为90度，因此能 够抑制启动时/恢复时的大电流、实现小型化/低成本化。根据第2发明，第1开关在第4相电压(Vinvl)的过零附近从非导通状态转变为 导通状态，第2开关在第5相电压(Vinv2)的过零附近从非导通状态转变为导通状态，因此 能够抑制启动时/恢复时的大电流、实现小型化/低成本化。
根据第3发明，能够使第4相电压(Vinvl)与第5相电压(Vinv2)之间的相位差、 与输入到第1单相脉冲宽度调制换流器中的电流与输入到第2单相脉冲宽度调制换流器中 的电流之间相位差一致，因此容易控制。根据第4发明，能够向与电容器并联连接的负载提供平滑化后的电压。根据第5发明，有助于实现第1单相脉冲宽度调制换流器以及第2单相脉冲宽度 调制换流器。根据第6发明，能够进行升压斩波作为第1斩波动作和第2斩波动作，从而能够向 电容器施加比流入到第1单相二极管电桥和第2单相二极管电桥中的交流电压的波峰值高 的直流电压。通过下面的详细说明和附图，本发明的目的、特征、形态以及优点将更明确。


图1是例示本发明的第1实施方式的直流电源供给系统的结构的电路图。图2是过零电路的概念图。图3是例示启动时/恢复时的二相电压的电压波形的曲线图。图4是例示生成开关信号的开关信号生成电路的结构的电路图。图5是示出第1实施方式的启动时的输入输出波形仿真结果的图。图6是示出第1实施方式的恢复时的输入输出波形仿真结果的图。图7是示出第1实施方式的再启动时的输入输出波形仿真结果的图。图8是示出第2实施方式的启动时的输入输出波形仿真结果的图。图9是示出第2实施方式的恢复时的输入输出波形仿真结果的图。图10是示出第2实施方式的再启动时的输入输出波形仿真结果的图。图11是例示现有的三相PWM换流器的电路图。
图12是示出三相PWM换流器的稳定状态下的输入输出波形仿真结果的图。图13是示出现有的三相PWM换流器中的瞬停/恢复时的输入输出波形仿真结果 的图。图14是示出现有的三相PWM换流器中的瞬停/恢复时的输入输出波形仿真结果 的图。图15是示出在电压分别从负转变为正的过零时刻分别使开关开始导通而恢复时 的输入输出波形仿真结果的图。图16是示 出在一个开关导通的状态下使开关开始导通而恢复的情况下再启动时 的输入输出波形仿真结果的图。
具体实施例方式下面，参照

本发明的优选实施方式。并且，以图1为代表的以下附图仅示 出与本发明相关的要素。<第1实施方式><电路结构>图1是例示本发明的第1实施方式的直流电源供给系统的结构的电路图。该直流 电源供给系统由三相电压源12以及对三相交流电压进行整流的整流电路10构成。在整流 电路10中，三相/ 二相转换电感器14将从三相电压源12供给的三相电力转换为二相电力， 进一步经第1单相脉冲宽度调制换流器16和第2单相脉冲宽度调制换流器18进行脉冲宽 度调制来使负载92工作。三相电压源12例如采用无刷DC电机或感应电机，输出第1相电压vl、第2相电压 v2以及第3相电压v3。并且，作为三相电压源12的原动力，例如除了采用涡轮、发动机以 夕卜，还可采用自然力例如风力或水力。针对三相电压源12输出的3个相电压vl、v2、v3中的第1相电压Vl以及第2相 电压v2分别设有开关Si、S2。具体而言，开关Sl具有2个触点Sll、S12，对触点Sll施加 第1相电压vl，触点Sll与触点S12之间进行开闭来控制导通/非导通。开关S2也具有2 个触点S21、S22，对触点S21施加第2相电压v2，触点S21与触点S22之间进行开闭来控制
导通/非导通。例如，开关Si、S2与过零电路60 (参照图2)连接，开关Sl在第1相电压vl与第 3相电压v3的压差大致为OV时从非导通状态转变为导通状态，开关S2在该压差取极值的 附近时从非导通状态转变为导通状态。这里，开关Sl在开关S2为非导通状态时从非导通 状态转变为导通状态，开关S2在开关Sl为导通状态时从非导通状态转变为导通状态。〈过零电路〉图2是过零电路60的概念图。第1相电压vl以及第3相电压v3的测量值被输 入到过零电路60，控制开关S1、S2的导通/非导通状态。具体而言，输入第1相电压vl以 及第3相电压v3，检测部62检测两者之差vl_v3 (以下称为第4相电压Vinvl 称为相电压 的理由在后文叙述)从负转变为正的时刻(过零点)，产生脉冲。在该脉冲的产生前后，允 许开关Sl导通。另外，倍增器64将第4相电压Vinvl倍增为4倍。第4相电压Vinvl从负转变为正的1个周期等于相位角360°，因此倍增后的信号成为每隔相位角90°激活1次的脉冲。相位偏移器66使用倍增器64生成的脉冲使检测部62输出的脉冲偏移90°。在 该脉冲的产生前后，允许开关S2导通。以开关Si、S2在利用来自过零电路60的两种脉冲而被允许的定时开始导通为契 机，三相/ 二相转换电感器14进行电压的相转换。三相/ 二相转换电感器14输入第1相 电压vl和第3相电压v3，以第3相电压v3为基准输出上述第4电压Vinvl。三相/ 二相 转换电感器14还以第2相电压v2为基准，输出与第1相电压Vinvl —同构成二相电压的 第5相电压Vinv2(因此，将电压Vinvl称为(第4) “相电压”)。具体而言，例如采用具有两端点142、144以及该两端点中央处的抽头146的线圈 140，作为三相/ 二相转换电感器14。对端点142施加第1相电压vl，对端点144施加第3 相电压v3。并且，从抽头146输出的电压以第2相电压v2为基准，成为第5相电压Vinv2。 其原因在于，在端点142与抽头146之间形成的线圈部140a的电感值、与在端点144与抽 头146之间形成的线圈部140b的电感值相等，因此，抽头146的电位成为端点142的电位 与端点144的电位的中间值。 使用在点146处合成并输出的相电压，输出以第2相电压v2为基准的第5相电 压Vinv2。该第5相电压Vinv2的相位与第4相电压Vinvl的相位相差90度，第4相电压 Vinvl与第5相电压Vinv2构成二相电压。图3是例示启动时/恢复时的二相电压的电压波形的曲线图。关于上述过零电路 60输出的脉冲，输出表示第4相电压Vinvl过零的脉冲、以及与其相差90度相位的脉冲，第 4相电压Vinvl与第5相电压Vinv2的相位相差90度，因此，图3所示的第4相电压Vinvl 以及第5相电压Vinv2的电压值为OV附近时，分别允许开关Si、S2导通。第1单相脉冲宽度调制换流器16对第4相电压Vinvl进行整流，得到第1整流电 流idl，对该第1整流电流idl进行脉冲宽度调制，输出第1调制电流ml2。另外，第2单相 脉冲宽度调制换流器18对第5相电压Vinv2进行整流，得到第2整流电流id2，对该第2整 流电流id2进行脉冲宽度调制，输出第2调制电流m34。整流电路10对第1调制电流ml2与第2调制电流m34进行合成，将输出电流mi输出。通过向由电容器20与负载92并联连接而成的电路90提供输出电流mi，对负载 92施加由电容器20保持的直流电压Vdc。电容器20与第1单相脉冲宽度调制换流器16的输出侧和第2单相脉冲宽度调制 换流器18的输出侧均并联连接，由此能够简单地控制第1单相脉冲宽度调制换流器16以 及第2单相脉冲宽度调制换流器18的动作。经过上述的过零电路60和三相/ 二相转换电感器14后而得到的第1交流电流 Iinvl与第2交流电流Iirw2彼此具有90度的相位差，第1调制电流ml2与第2调制电流 m34的波动被抵消。因此，能够降低平滑后的直流电压Vdc中的具有第1交流电流Iinvl以 及第2交流电流Iinv2的基波成分的波动。并且，能够使第1交流电流Iirwl与第2交流 电流Iirw2接近正弦波，降低它们的谐波成分。第1单相脉冲宽度调制换流器16具有第1单相二极管电桥22和第1斩波器24。 第1单相二极管电桥22输出对第1交流电流Iirwl进行全波整流而得到的第1整流电流idl。第1斩波器24对第1整流电流idl进行第1斩波动作，输出第1调制电流ml2。第2单相脉冲宽度调制换流器18具有第2单相二极管电桥32和第2斩波器34。 第2单相二极管电桥32输出对第2交流电流Iinv2进行全波整流而得到的第2整流电流 id2。第2斩波器34对第2整流电流id2进行第2斩波动作，输出第2调制电流m34。第1单相二极管电桥22具有输出第1整流电流idl的高电位侧输出端(图中标 注标号“+”)、以及低电位侧输出端(图中标注标号“-”)。第1整流电流idl取从高电位 侧输出端流出的方向为正。第2单相二极管电桥32具有输出第2整流电流id2的高电位 侧输出端(图中标注标号“ + ”)、以及低电位侧输出端(图中 标注标号“_”)。第2整流电 流id2也取从高电位侧输出端流出的方向为正。第1斩波器24包括输入侧端子24a、24c、输出侧端子24b、24d、第1电感器42、第 1开关元件44、第1 二极管46以及第2 二极管48。输入侧端子24a、24c分别与第1单相二 极管电桥22的高电位侧输出端以及低电位侧输出端连接。另外，输出侧端子24b、24d分别 与电容器20的高电位侧端以及低电位侧端连接。第1电感器42经由输入侧端子24a与第1单相二极管电桥22的高电位侧输出端 连接。第1开关元件44具有与第1 二极管46的正极连接的第1端以及与第2 二极管48 的负极连接的第2端，在该第1端与该第2端之间进行开闭。举出具体例，第1开关元件44 由带环流二极管的IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor ；绝缘栅双极型晶体管)来 实现，其集电极与第1 二极管46的正极连接，其发射极与第2 二极管48的负极连接。作为 IGBT和环流二极管的材质，除了硅以外，可采用带隙更大的材质(例如，碳化硅、砷化镓、氮 化镓、金刚石)。第1 二极管46的正极经由第1电感器42与第1单相二极管电桥22连接。第1 二极管46的负极与输出侧端子24b连接，第1调制电流(斩波器电流)从此处流出。第2 二极管48的负极以及第1开关元件44的发射极经由输入侧端子24c与第1 单相二极管电桥22的低电位侧输出端连接。第2 二极管48的正极与输出侧端子24d连接。第2斩波器34包括输入侧端子34a、34c以及输出侧端子34b、34d、第2电感器52、 第2开关元件54、第3 二极管56以及第4 二极管58。输入侧端子34a、34c分别与第2单 相二极管电桥32的高电位侧输出端以及低电位侧输出端连接。另外，输出侧端子34b、34d 分别与电容器20的高电位侧端以及低电位侧端连接。第2电感器52经由输入侧端子34a与第2单相二极管电桥32的高电位侧输出端 连接。第2开关元件54具有与第3 二极管56的正极连接的第1端以及与第4 二极管58 的负极连接的第2端，在该第1端与该第2端之间进行开闭。举出具体例，第2开关元件54 由带环流二极管的IGBT来实现，其集电极与第3 二极管56的正极连接，其发射极与第4 二 极管58的负极连接。第3 二极管56的正极经由第2电感器52与第2单相二极管电桥32连接。第3 二极管56的负极与输出侧端子34b连接，第2调制电流(斩波器电流)m34从此处流出。第4 二极管58的负极以及第2开关元件54的发射极经由输入侧端子34c与第2 单相二极管电桥32的低电位侧输出端连接。第4 二极管58的正极与输出侧端子34d连接。因此，第1 二极管46的负极以及第3 二极管56的负极共同与电容器20的高电位 侧端连接，第2 二极管48的正极和第4 二极管58的正极共同与电容器20的低电位侧端连接。通过如上述那样构成第1斩波器24和第2斩波器34，能够进行升压斩波，作为第 1斩波动作和第2斩波动作。由此，能够使电容器20保持比输入到第1单相二极管电桥22 和第2单相二极管电桥32中的第4相电压Vinvl和第5相电压Vinv2的波峰值高的直流 电压Vdc。第1开关元件44和第2开关元件54根据赋予给各自的开关信号SW1、Sff2,控制 各自的集电极与发射极之间的导通/非导通状态，进行第1斩波动作以及第2斩波动作。 上述结构可采用现有的元件，因此能够低成本地实现。〈信号生成电路〉图4是例示生成开关信号SW1、SW2的开关信号生成电路9的结构的电路图。第4相电压Vinvl、第5相电压Vinv2、直流电压Vdc、第1整流电流idl以及第2 整流电流id2的值被输入到开关信号生成电路9。这些值的输入方法可采用公知的电流检 测、电压检测的方法，因此这里不进行详述。第4相电压Vinvl和第5相电压Vinv2分别在绝对值电路901、902中被转换为绝
对值。这样的转换与全波整流对应。电压指令产生器903产生与期望的直流电压Vdc对应的电压指令值Vdc*。并且， 由减法器904求出电压偏差Ve，该电压偏差Ve是与电压指令值Vdc*对应的直流电压Vdc 的偏差。如上所述，电容器20与第1单相脉冲宽度调制换流器16的输出侧以及第2单相 脉冲宽度调制换流器18的输出侧均并联连接，因此与两者的输出相关的指令值只需电压 指令值Vdc*就已足够。电压偏差Ve在通过PI控制器905临时受到PI控制后由限幅器906设定上限和 下限，并且由放大器907放大至K倍。在乘法器908中，将上述放大结果与第4相电压Vinvl的绝对值相乘，得到电流指 令值idl*。这里，电流指令值idl*是与第1整流电流idl对应的指令值。然后，通过减法器910求出电流偏差iel，该电流偏差iel是与电流指令值idl*对 应的第1整流电流idl的偏差。电流偏差iel在通过PI控制器912临时受到PI控制后由限幅器914设定上限和 下限，成为后述的PWM调制的信号波il。在乘法器909中将放大器907的放大结果与第5相电压Vinv2的绝对值相乘，得 到电流指令值id2*。这里，电流指令值id2*是与第2整流电流id2对应的指令值。然后，通过减法器911求出电流偏差ie2，该电流偏差ie2是与电流指令值id2*对 应的第2整流电流id2的偏差。电流偏差ie2在通过PI控制器913临时受到PI控制后由限幅器915设定上限和 下限，成为后述的PWM调制的信号波i2。载波生成部916、917产生伴随预定偏移的载波C1、C2。载波C1、C2是PWM调制用 载波。其中，载波Cl、C2彼此反相(相位差为180° )。在图4中，对载波生成部916、917 标注的〇标记的位置不同，由此表示该反相的关系。差动放大器918输入信号波il和载波Cl，当前者超过后者时，输出激活的开关信号SWl。差动放大器919输入信号波i2和载波C2，当前者超过后者时输出激活的开关信号 SW2。按照以上方式生成开关信号SW1、Sff2,因此第1以及第2开关元件44、54根据开 关信号SW1、SW2而工作，由此第1以及第2整流电流idl、id2流过以使得电容器20保持与 电压指令值Vdc*相等的直流电压Vdc。<仿真结果>下面，说明对具有上述结构的整流电路10的动作进行仿真而得到的结果。
图5是示出第1实施方式的启动时的输入输出波形仿真结果的图，最上方的曲线 图示出来自三相电压源12的线电流Iinl Iin3的波形，第2个曲线图示出第1交流电流 Iinvl和第2交流电流Iirw2的波形，第3个曲线图示出第4相电压Vinvl和第5相电压 Vinv2的波形，最下方的曲线图示出电容器20保持的直流电压Vdc的电压值。各曲线图的 时间轴(横轴)统一以从启动时起追溯预定期间得到的时刻为基准(时刻零)来表示。如图5所示，从启动起经过0. 01秒以后，线电流Iinl Iin3的所有波形成为正 弦波，大致稳定。另外，在第1交流电流Iirwl以及第2交流电流Iirw2中也没有产生现有技术那 样的大电流，从启动起经过0.01秒以后，两个波形成为正弦波，大致稳定。另外，在第4相电压Vinvl以及第5相电压Vinv2中也没有产生现有技术那样的 大电流，在刚刚启动后两波形就成为正弦波，大致稳定。并且，直流电压Vdc也没有产生现有技术那样的大电流，从启动起经过0. 01秒以 后，以恒定的电压(例如大约600V)稳定。图6是示出本发明的恢复时的输入输出波形仿真结果的图，示出了产生瞬停时的 仿真结果。各曲线图与图5相同，最上方的曲线图示出线电流Iinl Iin3的波形，第2个 曲线图示出第1交流电流Iirwl和第2交流电流Iinv2的波形，第3个曲线图示出第4相 电压Vinvl和第5相电压Vinv2的波形，最下方的曲线图示出直流电压Vdc的电压值。各曲线图的时间轴统一以正常工作的状态下的任意时刻为基准，示出在从该基准 时刻起的0. 08秒 0. 083秒的期间内产生瞬停的情况。如图6所示，从瞬停起经过0. 01秒以后，线电流Iinl Iin3的所有波形成为正 弦波，大致稳定。另外，从瞬停起经过0.01秒之前的期间内也抑制了上述现有技术那样的 大电流的产生。另外，在第1交流电流Iinvl以及第2交流电流Iinv2中也没有产生现有技术那 样的大电流，从瞬停起经过0.01秒以后，两个波形成为正弦波，大致稳定。另外，在第4相电压Vinvl以及第5相电压Vinv2中没有产生现有技术那样的大 电流，在刚刚瞬停后两波形就成为正弦波，大致稳定。并且，直流电压Vdc也没有产生现有技术那样的大电流，从瞬停起经过0. 01秒以 后，以恒定的电压(例如大约600V)稳定。图7是示出本发明的再启动时的输入输出波形仿真结果的图，示出了产生瞬停、 成为直流电压Vdc = OV后启动的状态。这里，“再启动”是指，由于包括瞬停在内的停电导 致在比恢复所花费期间长的期间内未施加来自三相电压源12的电压，电压Vdc成为OV后， 再施加来自三相电源的电压。各曲线图与图5以及图6相同，最上方的曲线图示出线电流Iinl Iin3的波形，第2个曲线图示出第1交流电流Iirwl和第2交流电流Iirw2的波 形，第3个曲线图示出第4相电压Vinvl和第5相电压Vinv2的波形，最下方的曲线图示出 直流电压Vdc的电压值。各曲线图的时间轴统一以正常工作的状态下的任意时刻为基准，示出在从该基准 时刻起的0. 06秒 0. 83秒的期间内停止供电，经过0. 83秒时再启动的情况。如图7所示，从再启动起经过0.01秒以后，线电流Iinl Iin3的所有波形成为 正弦波，大致稳定。另外，从再启动起经过0.01秒之前的期间内也抑制了上述现有技术那 样的大电流的产生。另外，在第1交流电流Iirwl以及第2交流电流Iirw2中也没有产生现有技术那 样的大电流，从再启动起经过0.01秒以后，两个波形成为正弦波，大致稳定。 另外，在第4相电压Vinvl以及第5相电压Vinv2中没有产生现有技术那样的大 电流，在刚刚再启动后两波形就成为正弦波，大致稳定。并且，直流电压Vdc也没有产生现有技术那样的大电流，从再启动起经过0. 01秒 以后，以恒定的电压(例如大约600V)稳定。由上可知，优选的是，采用第4相电压Vinvl与第5相电压Vinv2的相位差为90 度的结构、且从这些第4相电压Vinvl以及第5相电压Vinv2过零的时刻中采用开关Si、 S2的导通开始时刻。但是，如后所述，即使并不一定限于从这些第4相电压Vinvl以及第5相电压 Vinv2过零的时刻中采用开关Si、S2的导通开始时刻，与现有技术相比，也能看到效果。〈第2实施方式〉〈电路结构〉在本实施方式中，参照附图，说明采用与上述第1实施方式相同的电路结构并与 第4相电压Vinvl以及第5相电压Vinv2的过零时刻无关地切换开关S1、S2的导通开始时 刻时的方式。〈仿真结果〉图8至图10均是示出第2实施方式的输入输出波形的仿真结果的图，最上方的曲 线图示出来自三相电压源12的线电流Iinl Iin3的波形，第2个曲线图示出第1交流电 流Iinvl和第2交流电流Iirw2的波形，第3个曲线图示出第4相电压Vinvl和第5相电 压Vinv2的波形，最下方的曲线图示出电容器20保持的直流电压Vdc的电压值。图8示出启动时的情况，图9示出恢复时的情况，图10示出再启动时的情况。各 曲线图的时间轴(横轴)统一以从启动时或恢复时或再启动时起追溯预定期间的时刻为基 准(时刻零)来表示。图9中示出在从该基准时刻起的0. 0077秒 0. 0080秒的期间内产 生瞬停的情况。图10中示出在从该基准时刻起的0. 06秒 0. 08秒的期间内停止供电、在 从该基准时刻起经过了 0. 08秒时再启动的情况。如图8至图10所示，即使在不进行开关控制就进行启动、恢复、再启动的情况下， 由于具有上述结构，也能抑制在直流电压Vdc中产生大电压。另外，可知与以往相比，电流 的变动也已变小。以上详细地说明了本发明，但上述说明在所有的形态中只是例示，本发明并不限 于此。应理解为可在不脱离本发明的范围内想到未例示的无数变形例。
权利要求
一种整流电路(10)，其具有第1开关(S1)，其具有施加有从三相电压源(12)输出的第1相电压的一端(S11)、以及与该一端之间的导通/非导通被控制的另一端(S12)；第2开关(S2)，其具有施加有从所述三相电压源输出的第2相电压的一端(S21)、以及与该一端之间的导通/非导通被控制的另一端(S22)；三相/二相转换电感器(14)，其输入所述第1相电压和从所述三相电压源输出的第3相电压，输出第4相电压(Vinv1)以及与所述第4相电压一同构成二相电压的第5相电压(Vinv2)，该第4相电压是以所述第3相电压为基准的所述第1相电压，该第5相电压以所述第2相电压为基准；第1单相脉冲宽度调制换流器(16)，其对第1整流电流(id1)进行第1脉冲宽度调制，输出第1调制电流(m12)，该第1整流电流是对所述第4相电压进行整流而得到的；以及第2单相脉冲宽度调制换流器(18)，其对第2整流电流(id2)进行第2脉冲宽度调制，输出第2调制电流(m34)，该第2整流电流是对所述第5相电压进行整流而得到的。
2.根据权利要求1所述的整流电路(10)，其中，所述第1开关(Si)在从所述第1相电压中减去所述第3相电压而得到的电压大致为 0时从非导通状态转变为导通状态，所述第2开关(S2)在所述电压取极值的附近从非导通状态转变为导通状态。
3.根据权利要求1所述的整流电路(10)，其中，在所述第2开关(S2)非导通时，所述第1开关(Si)从非导通状态变为导通状态， 在所述第1开关导通时，所述第2开关从非导通状态变为导通状态。
4.根据权利要求1至3中任意一项所述的整流电路(10)，其中，该整流电路还具有电容器(20)，该电容器(20)与所述第1单相脉冲宽度调制换流器 (16)的输出侧以及所述第2单相脉冲宽度调制换流器(18)的输出侧均并联连接。
5.根据权利要求1至3中任意一项所述的整流电路(10)，其中， 所述第1单相脉冲宽度调制换流器(16)具有第1单相二极管电桥(22)，其对所述第4相电压进行全波整流，输出所述第1整流电流 (idl),第1斩波器(24)，其对所述第1整流电流进行第1斩波动作，输出所述第1调制电流 (ml2)，所述第2单相脉冲宽度调制换流器(18)具有第2单相二极管电桥(32)，其对所述第5相电压进行全波整流，输出所述第2整流电流 (id2)，第2斩波器(34)，其对所述第2整流电流进行第2斩波动作，输出所述第2调制电流 (m34)。
6.根据权利要求4所述的整流电路(10)，其中， 所述第1单相脉冲宽度调制换流器(16)具有第1单相二极管电桥(22)，其对所述第4相电压进行全波整流，输出所述第1整流电流 (idl),第1斩波器(24)，其对所述第1整流电流进行第1斩波动作，输出所述第1调制电流(ml2)，所述第2单相脉冲宽度调制换流器(18)具有第2单相二极管电桥(32)，其对所述第5相电压进行全波整流，输出所述第2整流电流 (id2)，第2斩波器(34)，其对所述第2整流电流进行第2斩波动作，输出所述第2调制电流 (m34)。
7.根据权利要求5所述的整流电路(10)，其中， 所述第1单相二极管电桥(22)具有输出所述第1整流电流(idl)的高电位侧输出端⑴；以及 低电位侧输出端(_)， 所述第1斩波器(24)具有第1电感器(42)，其与所述第1单相二极管电桥的所述高电位侧输出端连接； 第1 二极管(44)，其包含经由所述第1电感器与所述第1单相二极管电桥连接的正极、 以及输出所述第1调制电流(ml2)的负极；第2 二极管(46)，其包含正极以及与所述第1单相二极管电桥的所述低电位侧输出端 连接的负极；以及第1开关元件(48)，其包含与所述第1 二极管的正极连接的第1端以及与所述第2 二 极管的负极连接的第2端，在所述第1端与所述第2端之间接通/切断， 所述第2单相二极管电桥(32)具有 输出所述第2整流电流(id2)的高电位侧输出端⑴；以及 低电位侧输出端(_)， 所述第2斩波器(34)具有第2电感器(52)，其与所述第2单相二极管电桥的所述高电位侧输出端连接； 第3 二极管(54)，其包含经由所述第2电感器与所述第2单相二极管电桥连接的正极、 以及输出所述第2调制电流(m34)的负极；第4 二极管(56)，其包含正极以及与所述第2单相二极管电桥的所述低电位侧输出端 连接的负极；以及第2开关元件(58)，其包含与所述第3 二极管的正极连接的第3端以及与所述第4 二 极管的负极连接的第4端，在所述第3端与所述第4端之间接通/切断，所述第1二极管的所述负极与所述第3 二极管的所述负极共同与所述电容器的一端连接，所述第2 二极管的所述正极与所述第4 二极管的所述正极共同与所述电容器的另一端 连接。
8.根据权利要求6所述的整流电路(10)，其中， 所述第1单相二极管电桥(22)具有输出所述第1整流电流(idl)的高电位侧输出端⑴；以及 低电位侧输出端(_)， 所述第1斩波器(24)具有第1电感器(42)，其与所述第1单相二极管电桥的所述高电位侧输出端连接；第1 二极管(44)，其包含经由所述第1电感器与所述第1单相二极管电桥连接的正极、 以及输出所述第1调制电流(ml2)的负极；第2 二极管(46)，其包含正极以及与所述第1单相二极管电桥的所述低电位侧输出端 连接的负极；以及第1开关元件(48)，其包含与所述第1 二极管的正极连接的第1端以及与所述第2 二 极管的负极连接的第2端，在所述第1端与所述第2端之间接通/切断， 所述第2单相二极管电桥(32)具有 输出所述第2整流电流(id2)的高电位侧输出端⑴；以及 低电位侧输出端(_)， 所述第2斩波器(34)具有第2电感器(52)，其与所述第2单相二极管电桥的所述高电位侧输出端连接； 第3 二极管(54)，其包含经由所述第2电感器与所述第2单相二极管电桥连接的正极、 以及输出所述第2调制电流(m34)的负极；第4 二极管(56)，其包含正极以及与所述第2单相二极管电桥的所述低电位侧输出端 连接的负极；以及第2开关元件(58)，其包含与所述第3 二极管的正极连接的第3端以及与所述第4 二 极管的负极连接的第4端，在所述第3端与所述第4端之间接通/切断，所述第1二极管的所述负极与所述第3 二极管的所述负极共同与所述电容器的一端连接， 所述第2 二极管的所述正极与所述第4 二极管的所述正极共同与所述电容器的另一端 连接。
全文摘要
在本发明中，在三相电压源(12)输出的第1相电压(Vinv1)与第2相电压(Vinv2)之间的相位差为90度的定时，开关(S1、S2)进行开关动作。然后，三相/二相转换电感器(14)输出2组交流电流(Iinv1、Iinv2)，分别对各交流电流(i1、i2)进行整流和单相脉冲宽度调制。对经整流和单相脉冲宽度调制后的调制电流(m12、m34)进行合成，生成输出电流(mi)，提供给由电容器(20)与负载(92)并联连接而成的电路(90)。
文档编号H02M7/12GK101971473SQ20098010897
公开日2011年2月9日 申请日期2009年2月27日 优先权日2008年3月14日
发明者阿卜杜拉·梅基 申请人:大金工业株式会社