一种二极管中点箝位逆变电路零电流开关的实现方法

专利名称：一种二极管中点箝位逆变电路零电流开关的实现方法
技术领域：
本发明涉及一种二极管中点箝位逆变电路零电流开关的实现方法，属高频逆 变电路技术领域。
背景技术：
相对于传统的半桥式逆变电路，二极管中点箝位逆变电路可以降低功率管 额定电压等级降低功率管损耗，可以减小滤波电感的纹波电流，从而降低输出 电压的失真度。所以，尽管二极管中点箝位逆变电路采用了较多的功率半导体 器件，在中大功率逆变电源场合应用仍具备更多优势。
为了进一步降低中点箝位逆变电路的功率管开关损耗， 一些软开关型的中
点箝位逆变电路也被提出，典型的方案有辅助谐振换流极(ARCP)的方案，见 附图l，此类电路的优势在于小的功率辅助电路和完全的PWM工作方式。缺点则 是辅助换流时间与负荷电流的幅值呈正比关系，因此在ARCP逆变拓扑结构中往 往需要安装额外的谐振电流或负荷电流检测电路并采用复杂的控制策略，使得 主控制器不停地跟踪负荷电流变化而调整辅助换流时间，这将严重制约ARCP逆 变电路开关频率的提高，并增加结构的复杂性。
改进的采用辅助变压器实现零电压开关的方案，见附图2，这种方案不再需 要监测谐振电流，完全实现了主功率管的零电压开关。但在辅助变压器存在偏 磁的可能。
上述的这些方案尽管能够实现主功率管的软开关工作，但仔细分析还存在 以下缺点(1)都需要再增加四个辅助功率管和四个辅助续流二极管；(2) 辅助功率管的PWM信号与主功率管的PWM信号关系复杂，不容易产生；(3)换流过程复杂，流经支路多，也增加了额外的换流损耗。

发明内容
本发明的目的旨在提供一种简单有效的，能够实现二极管中点箝位逆变电 路主功率管零电流开关的技术方案，降低主功率管的损耗，提高电路效率及可 靠性。
本发明二极管中点箝位逆变电路零电流开关方法是通过下述技术方案实现 的如附图3所示，电路由串联的直流电源W和Us2组成的输入电源、由并联
三端口单元M1、功率管Q3及其反并二极管D3、功率管Q4及其反并二极管D4、 并联三端口单元M2组成的逆变桥臂；由滤波电感Lf和滤波电容Cf组成的交流 滤波电路；负载Z组成。其中，并联三端口单元M1的d端与输入电源ua的正
极相连，其C端与功率管Q3的集电极相连，另一端接地。主功率管Q3的发射极
与主功率管Q4的集电极相连，主功率管Q4的发射极与并联三端口单元M2的e 端相连，并联三端口单元M2的f端口连接到直流电源Us2的负极，另一端口接
地。主功率管Q3和二极管D3反向并联，功率管Q4和二极管D4反向并联。主功
率管Q3的发射极和主功率管Q4的集电极相连引出到滤波电感Lf和滤波电容Cf 构成的交流滤波电路，最后输出到负载。
该并联三端口单元M1由N (>2)个并联三端口单元M1的基本单元并联 构成，见附图4。其中并联三端口单元M1的基本单元由功率管Q,及其反并联 二极管D!，续流二极管D7，及换流电感L!组成，见附图5。并联三端口单元 Ml的基本单元的d端口连接到功率管Q,的集电极，功率管Q,的发射极同时连 接到换流电感"的上端和续流二极管D7的阴极，换流电感L的下端接到并联 三端口单元M1的c端口，续流二极管D7的阳极接到地。
该并联三端口单元M2由N (》2)个并联三端口单元M2的基本单元并联构成，见附图6。其中并联三端口单元M2的基本单元由功率管Qs及其反并联 二极管D5，续流二极管D9，及换流电感L3组成，见附图7。并联三端口单元 M2的基本单元的e端口连接到换流电感L3的上端，L3的下端连接到功率管Q5
的集电极和续流二极管D9的阳极，功率管Q5的发射极连接到f端口，续流二极
管D9的阴极接地。
为了实现逆变电路各基本单元中各个功率管的零电流开关，应采用以下方
法
所述的并联三端口单元M1中各个并联三端口单元M1的基本单元1~N中 的各个功率管的开关频率固定且一致为fs，按照第l，第2，第3,...,第N的依 次顺序循环触发，相邻两个基本单元的功率管的触发脉冲保持相差360° /N，每 个功率管的触发脉冲占空比不超过1/N。
所述的并联三端口单元M2中各个并联三端口单元M2的基本单元1~N中 的各个功率管的开关频率固定且一致为fs，按照第l，第2，第3，...，第N的依 次顺序循环触发，相邻两个基本单元的功率管的触发脉冲保持相差360。 /N，每 个功率管的触发脉冲占空比不超过1/N。
所述的主功率管Q4的触发信号的逻辑由并联三端口单元Ml的N个基本单 元的N个功率管触发逻辑信号输入一个N路输入的或非门得到的输出逻辑信号 确定。 .
所述的主功率管Q3的触发信号的逻辑由并联三端口单元M2的N个基本单 元的N个功率管触发逻辑信号输入一个N路输入的或非门得到的输出逻辑信号 确定。
本发明提出了零电流软开关中点箝位逆变电路及方法，能够实现各基本单 元中各功率管得零电流开通，降低电路开关损耗。与现有技术相比较，它还具有如下优点，(1)不再需要辅助功率管，降低了电路成本；(2)各主功率管的 触发信号逻辑关系简单，易于分配；(3)换流电感的存在也降低了续流二极管 的反向恢复电流；(4)同样的逆变滤波电感下，其纹波电流降低至原有值的1/N。本发明所提出的零电流软开关中点箝位逆变电路及方法，普遍适用于中、 大功率的直流/交流变换器，是目前实现中点箝位逆变电路的一种简单易行软开 关方案，为整机的高频化、轻量化和小型化创造了条件。可以在不间断电源， 交流稳压电源，逆变电源等系统中推广使用。


图1辅助谐振换流极中点箝位逆变电路图2辅助变压器零电压开关中点箝位逆变电路图3零电流开关二极管中点箝位逆变电路图4并联三端口单元(Ml)结构框5并联三端口单元(Ml)基本单元电路6并联三端口单元(M2)结构框7并联三端口单元(M2)基本单元电路8 —个零电流开关二极管中点箝位逆变电路实施例图9 SPWM信号产生方式图10主要的开关波形示意图11 t0-tl阶段工作等效电路12tl-t2阶段工作等效电路13 t2-t3阶段工作等效电路图 ' 图14t3-t4阶段工作等效电路图 图15 t4-t5阶段工作等效电路16t5-t6阶段工作等效电路17各驱动及滤波电感电流实验波形图18功率管Qi和Q2的主要实验波形(Qi和Q2开关电压电流波形) 图19功率管Qi和Q2的主要实验波形((^导通时刻) 图20功率管Qi和Q2的主要实验波形(Q2导通时刻)具体实施方式
下面结合附图8，它的并联三端口单元M1和并联三端口单元M2中各含两个 基本单元，进一步说明本发明的特点及原理。本发明所述的二极管中点箝位逆变电路零电流开关的方法是这样的，电路 由串联的直流电源i^和i^组成的输入电源、由六个主功率管(QrQ6)、十个续 流二极管(D, Dk))组成的逆变桥臂、由四个换流电感(L广L4)组成的换流环节、 由滤波电感Lf和滤波电容Cf组成的交流滤波电路、负载R组成。其中功率管 Qi及其反并二极管D!,换流电感"和续流二极管D7构成了并联三端口单元Ml 的基本单元1;其中功率管Q2及其反并二极管D2，换流电感L2和续流二极管D8 构成了并联三端口单元Ml的基本单元2;其中功率管q5及其反并二极管D5, 换流电感L3和续流二极管D9构成了并联三端口单元M2的基本单元1;其中功 率管q6及其反并二极管D6,换流电感L4和续流二极管Du)构成了并联三端口单 元M2的基本单元2。其中主功率管Qi的集电极和主功率管Q2的集电极与输入 直流电源usl的正极相连，主功率管Qi的发射极与二极管D7的阴极和换流电感 "的上端相连，主功率管Q2的发射极与二极管D8的阴极和换流电感L2的上端 相连，换流电感的下端和换流电感L2的下端及主功率管Q3的集电极相连， 主功率管Q3的发射极与主功率管Q4的集电极相连，主功率管Q4的发射极与两 个换流电感L3和L4的上端相连，换流电感L3的下端与主功率管Q5的集电极和续流二极管D9的阳极相连，换流电感L4的下端与主功率管Q6的集电极和续流 二极管D1()的阳极相连，主功率管Qs和Q6的发射极共同连接到直流电源us2的 负极，二极管D7和D8的阳极及二极管D9和Du)的阴极共同连接到串联的输入 直流电源usl和us2的中点参考地上，主功率管(^ Q6分别与续流二极管D, D6 反向并联；滤波电感Lf的左端连接在串联的主功率管Q3的发射极和主功率管 Q4的集电极相连引出到滤波电感Lf和滤波电容Cf构成的交流滤波电路，最后输 出到负载R。电感I^和L2构成了主功率管(^和Q2的换流环节，电感L3和" 构成了功率管Q5和Q6的换流环节。应保证功率管Qi、 Q2、 Q5、 Q6的触发信号 为最大占空比小于0.5的PWM信号。使功率管和Q2的控制PWM信号相位 互差180° ，功率管Q5和Q6的控制PWM信号相位互差180° ，功率管Q4的控 制PWM信号由功率管和Q2的控制PWM信号通过或非门的逻辑输出得到， 功率管Q3的控制PWM信号由功率管Qs和Q6的控制PWM信号通过或非门的 逻辑输出得到。根据所述发明及原理图，六个功率管的SPWM信号产生方式如附图9。 w 表示输出正弦电压调制波，Ut表示三角波载波。在调制波w正半周当调制波w幅值大于载波ut幅值时，ugl和Ug2信号轮流触发，相差180度；当调制波W幅值小于载波Ut幅值时，Ug4触发；Ug3则始终 触发；下管Ug5和Ug6始终关断。在调制波ur负半周当载波ut幅值大于调制波ur幅值时，ug5和ug6轮流触发，相差180度；当载波幅值小于调制波幅值时，Ug3触发；Ug4则始终触发；上 管Ugi和Ug2始终关断。当电路工作在输出电压正半周，滤波电感Lf电流iLf为正向时，电路各换流阶段的主要波形如附图10所示，各阶段工作电路如附图11 附图16所示。忽略各半导体器件导通压降，分析Ml基本单元l和2中的功率管Qi和Q2实现零电流开通的工作原理，各阶段详细分析如下a)t0 tl阶段如附图11所示，在t0时刻之前，滤波电感Lf经二极管D8，电感L2，功率管Q3续流，电感L2电流iL2线性下降。节点b的电位则接近零。在t0时刻，功率管Q,被驱动导通，电压Uee,迅速下降到接近零，但流过的电流iu并不会随之迅速上升。由于此时节点a电位上升至usl，导致节点 a，b间电压uab= usl ，该电压作用在电感和L2上，使得电感L2电流iu逐渐下降，电感"电流b逐渐上升，可以表示为 '受公式(1)的约束，电流iu从零逐渐上升，使得功率管Q,实现了零电流开通。当电流iu在tl时刻下降至零时该阶段结束。b)tl t2阶段如附图12所示，因为功率二极管的反向恢复特性，在tl时刻流过二极管D8的电流iL2到达零点后，电流iL2反向增加，此反向电流iL2流过 电感I^和功率管Q,，增加了Qi的通态损耗。电流b可以表示为因为换流电感L2的存在，二极管D8的反向恢复电流可以被削弱。当二极管D8的反向电流在t2时刻达到最大值时本阶段结束。c)t2 t3阶段如附图13所示，t2时刻后，二极管D8的反向电流由最大值 逐渐恢复至零，其两端反压也开始上升，使b点电位随之上升到与c点相同电 位。在t3时刻，反向电流iL2恢复到零，U^可以表示为<formula>formula see original document page 10</formula>因为换流电感值L Lf， Uee2近似等于0 。d)t3 t4阶段如附图14所示，本阶段换流过程结束，功率管Q,进入正常 导通阶段，电流iu线性上升'丄l r . t '亇'11(,3)〖+〖(5)e) t4 t5阶段如附图15所示，t4对刻，功率管Q,驱动关断，电感Lf和 "产生反电动势使得a点电位迅速下降，续流二极管D7导通，电感Lf和Li通 过D7, Q3续流。电感电流iu表示为〖+乙(6)本阶段电感电流iu线性下降。f) t5 t6阶段如附图16所示，t5时刻功率管Q2驱动导通。Uee2迅速下降 到接近零使得Uba=Usl，该电压作用在电感"和L2上使得两者换流，电流U人 零开始上升使得功率管Q2实现了零电流开通，两个换流电流表示为z" 一 /2丄 w。 (7)ZL1 = Z￡l"5) 一 " /^丄. 本阶段同前面的t0 tl阶段工作原理一样，至此Ml基本单元1和2中的功率管和Q2实现零电流开通。 f同理，当工作在输出电压负半周时，M2基本单元1和2中的功率管Qs和Q6实现零电流开通。本方法实现各基本单元中各功率管零电流开通的原理就是利用了相邻触发 的两个功率管之间需要通过换流电感实现两者换流，换流电感的存在使得功率 管开通时电压迅速下降，电流缓慢上升，从而达到了功率管零电流开通的目的， 降低了功率管的开关损耗。以一台不间断电源双PFC电路的土360VDC输出作为输入源，制作了一台 220VAC输出，2kVA/1.4kW额定负载的软开关交错式三电平逆变器样机。其中 控制器采用DSP处理器TMS320 F2812为核心构建。主电路中交错并联的IGBT 采用的是IRG4PC40UD，开关频率为20kHz。选择换流电感为5uH。滤波电感 Lf和电容Cf分别为1.5mH和6.8uF。
附图17为几个功率管驱动及滤波电感Lf的电流波形，'可见Ml基本单元1 和2中的功率管(^和Q2的触发信号u^和Ug2相位相差180° ，而主功率管Q4 的触发信号ug4是ugl和ug2的或非输出关系。
附图18所示为电阻满载下接近输出电压峰值附近的功率管Qt和Q2的开关 电压电流波形。图19为放大后(^管的开通波形，图20则为放大的Q2管的开通 波形。由图19可见，功率管Qi开通瞬间电压u^先下降到了零，电流i^才上
升，实现了零电流开通。而功率管Q2的端电压Uee2则在i^达到最大值之后才开
始下降到零。同样，由图20可见，功率管Q2开通瞬间电压i^2先下降到了零，
电流ice2才上升，实现了零电流开通。测试波形与理论分析一致。这证明了所提 出的二极管中点箝位逆变电路零电流开关方法能够实现基本单元中各功率管的 零电流开通。
权利要求
1、一种二极管中点箝位逆变电路零电流开关的实现方法，由二极管中点箝位逆变电路实现，该电路由串联的直流电源us1和us2组成的输入电源，由并联三端口单元M1、功率管Q3及其反并二极管D3、功率管Q4及其反并二极管D4、并联三端口单元M2组成的逆变桥臂，由滤波电感Lf和滤波电容Cf组成的交流滤波电路，负载Z等组成，其特征是，并联三端口单元M1由N(≥2)个并联三端口单元M1的基本单元并联构成，并联三端口单元M1的基本单元由功率管Q1及其反并联二极管D1，续流二极管D7，及换流电感L1组成，并联三端口单元M1的基本单元的d端口连接到功率管Q1的集电极，功率管Q1的发射极同时连接到换流电感L1的上端和续流二极管D7的阴极，换流电感L1的下端接到并联三端口单元M1的c端口，续流二极管D7的阳极接到地；并联三端口单元M2由N(≥2)个并联三端口单元M2的基本单元并联构成，并联三端口单元M2的基本单元由功率管Q5及其反并联二极管D5，续流二极管D9，及换流电感L3组成，并联三端口单元M2的基本单元的e端口连接到换流电感L3的上端，L3的下端连接到功率管Q5的集电极和续流二极管D9的阳极，功率管Q5的发射极连接到f端口，续流二极管D9的阴极接地。
2、 根据权利要求1所述二极管中点箝位逆变电路零电流开关的实现方法， 其特征是，所述并联三端口单元M1中各个并联三端口单元M1的基本单元1 N 中的各个功率管的开关频率固定且一致为f;，按照第l，第2，第3,...，第N的 依次顺序循环触发，相邻两个基本单元的功率管的触发脉冲相差360° /N，每个 功率管的触发脉冲占空比不超过1/N。
3、 根据权利要求1所述二极管中点箝位逆变电路零电流开关的实现方法， 其特征是，所述并联三端口单元M2中各个并联三端口单元M2的基本单元1 N中的各个功率管的开关频率固定且一致为f;，按照第l，第2，第3,...,第N的依次顺序循环触发，相邻两个基本单元的功率管的触发脉冲相差360。 /N，每个 功率管的触发脉冲占空比不超过1/N。
4、 根据权利要求1所述二极管中点箝位逆变电路零电流开关的实现方法， 其特征是，所述主功率管Q4的触发信号的逻辑由并联三端口单元M1的N个基 本单元的N个功率管触发逻辑信号输入一个N路输入的或非门得到的输出逻辑 信号确定。
5、 根据权利要求1所述二极管中点箝位逆变电路零电流开关的实现方法， 其特征是，所述主功率管Q3的触发信号的逻辑由并联三端口单元M2的N个基 本单元的N个功率管触发信号输入一个N路输入的或非门得到的输出逻辑信号 确定。
全文摘要
一种二极管中点箝位逆变电路零电流开关的实现方法，由二极管中点箝位逆变电路实现，组成该电路的并联三端口单元M1、M2分别由N(≥2)个并联三端口单元M1或M2的基本单元并联构成，并联三端口单元M1(M2)的基本单元由功率管Q₁(Q₅)及其反并联二极管D₁(D₅)，续流二极管D₇(D₉)，及换流电感L₁(L₃)组成。M1和M2的基本单元1～N中的各功率管按照第1，第2，...，第N的顺序循环触发，相邻两个基本单元的功率管触发脉冲相差360°/N，各功率管的触发脉冲占空比小于1/N；主功率管Q₄(Q₃)的触发逻辑由M1(M2)的N个基本单元的N个功率管触发逻辑输入一个N路输入的或非门得到的输出逻辑信号确定。本发明方法能够实现各基本单元中各功率管的零电流开通。
文档编号H02M7/797GK101662231SQ200910186010
公开日2010年3月3日 申请日期2009年9月9日 优先权日2009年9月9日
发明者袁义生 申请人:华东交通大学