专利名称：开关电源电路的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及用作多种电子装置的电源的开关电源电路。
背景技术：
对市电交流功率进行整流并且提供所需直流电压的大多数电源电路现在都变成开关型电源电路。开关电源电路具有变压器以及通过增加开关频率而微型化的其他装置，以及用作多种电子装置的电源，例如高功率直流-直流转换器。
市电交流功率是正弦交流电压。当采用整流元件和平滑电容器的平滑整流电路对市电交流功率进行整流和平滑处理时，因平滑整流电路的峰值保持效应，在交流电压峰值附近的短时间段内，电流从市电交流功率电源流到开关电源电路，并且从市电交流功率电源流到开关电源电路的电流具有和正弦波大不相同的失真波形。则表示电源的利用率的功率因数会恶化。此外，需要采取手段来抑制谐波，其中该谐波源自市电交流功率周期的这种失真电流波形。在日本专利特开平No.6-327246中公开了一种利用所谓的有源滤波器的方法以解决这些问题，这是现有技术中用于改进功率因数的一种公知技术。
图20示出这种有源滤波器的基本结构。在图20中，形成为桥式整流器的初级侧整流元件Di连接到市电交流电源线AC。升压型转换器连接到初级侧整流元件Di的正极/负极线。平滑电容器Cout并联连接到转换器的输出端。在平滑电容器Cout两端获得直流电压Vout。将该直流电压Vout作为输入电压供给到负载110，该负载例如是下一级的直流-直流转换器。
用于改进功率因数的结构包括升压型转换器，其由电感器L、快速复原型快速开关二极管D以及开关元件Q组成；以及用于控制升压型转换器的控制部分。该控制部分具有乘法器111作为主要元件。电感器L和快速开关二极管D以相互串联连接的方式插入到初级侧整流元件Di的正极输出端和平滑电容器Cout的正极端之间。电阻Ri插入到初级侧整流元件Di的负极输出端(初级侧接地端)和平滑电容器Cout的负极端之间。开关元件Q例如是MOS-FET。开关元件Q插入到电感器L和快速开关二极管D之间的连接点和初级侧接地端之间。
乘法器111连接到电流检测线LI、波形输入线Lw以及电压检测线Lv。乘法器111检测对应于整流电流Iin的信号，该整流电路从电阻Ri流过初级侧整流元件Di的负极输出端。该信号从电流检测线Li输入。此外，乘法器111检测对应于初级侧整流元件Di的正极输出端的整流电压Vin的信号。该信号从波形输入线Lw输入。通过将交流电压VAC的波形从市电交流电源功率AC转换成绝对值，从而获得该整流电压Vin。而且，乘法器111基于平滑电容器Cout的直流电压Vout检测直流输入电压的变差(通过放大预定参考电压和直流电压Vout之间的差值获得的信号被称为变差，下面将类似的采用该概念)。该直流电压Vout从电压检测线Lv输入。然后，从乘法器111输出用于驱动开关元件Q的驱动信号。
乘法器111将对应于整流电流Iin并且从电流检测线LI检测到的信号和从电压检测线Lv检测到的该直流输入电压的变差相乘。乘法器111检测乘法结果和对应于整流电压Vin并且从波形输入线Lw检测到的该信号之间的误差。在放大该误差信号之后，乘法器111执行PWM(脉宽调制)转换，以及通过具有高电平和低电平的二进制信号来控制该开关元件Q。因此，形成双输入反馈系统，直流电压Vout的值作为预定值，整流电流Iin具有类似于整流电压Vin的波形。因此，从市电交流电源AC供给到初级侧整流元件Di的交流电压的波形和流入初级侧整流元件Di的交流波形也彼此类似，从而功率因数基本接近1。因此，实现了功率因数的改进。
图21A示出当正确运行图20所示的有源滤波器电路时的整流电压Vin和整流电流Iin。图21B示出输入到平滑电容器Cout和从平滑电容器Cout输出的能量(功率)之间的变化值Pchg。虚线表示输入和输出能量(功率)的平均值Pin。也就是，当整流电压Vin高时，平滑电容器Cout储存能量，当整流电压Vin低时，平滑电容器Cout释放能量。从而平滑电容器Cout保持输出功率流。图21C示出平滑电容器Cout的充电和放电电流Ichg的波形。图21D示出平滑电容器Cout两端的直流电压Vout。该直流电压Vout是叠加了脉动电压的直流电压(例如，375伏的直流电压)，其中该脉动电压包括整流电压Vin周期的第二谐波成分作为主要成分。
图22示出了通过在基于图20所示结构的有源滤波器的下一级连接电流谐振转换器而形成的电源电路的结构示例。图22所示的电源电路的结构能够处理当交流输入电压VAC的值处于85伏至264伏范围内时位于300瓦至0瓦范围内的负载功率Po。电流谐振转换器采用外部激励型半桥耦合系统的结构。
下面将从交流输入侧按序描述图22所示的电源电路。提供由两个线滤波变压器LFT和三个跨接电容器CL形成的共模噪声滤波器。在该共模噪声滤波器的下一级连接初级侧整流元件Di。将通过连接电感器LN和滤波电容器(薄膜电容器)CN形成的pi结构共模噪声滤波器125连接到初级侧整流元件Di的整流输出线。
经电感器LN、扼流圈PCC(用作电感器Lpc)和快速复原型快速开关二极管D20的串联连接，初级侧整流元件Di的正极输出端连接到平滑电容器Ci的正极端。平滑电容器Ci的功能和图20所示的平滑电容器Cout相同。扼流圈PCC的电感器Lpc和快速开关二极管D20的功能分别和图20所示的电感器L和快速开关二极管D相同。此外，图22中，通过相互串联连接电容器Csn和电阻Rsn形成的RC缓冲电路并联连接到快速开关二极管D20。
开关元件Q103对应于图20中的开关元件Q。这种情况下功率因数和输出电压控制IC120是控制有源滤波器的运行用来改进功率因数以使得功率因数接近1的集成电路(IC)。功率因数和输出电压控制IC120包括例如乘法器、除法器、误差电压放大器、PWM控制电路以及用于输出驱动信号来驱动开关元件Q103的驱动电路。通过利用分压电阻R5和分压电阻R6将平滑电容器Ci两端的电压(直流输入电压Ei)分压而获得的电压被输入到功率因数和输出电压控制IC120的接线端T1，以使得形成第一反馈控制电路，用于将直流输入电压Ei保持在预定值。
此外，在初级侧整流元件Di的正极输出端和初级侧接地端之间串联连接分压电阻R101和分压电阻R102。分压电阻R101和分压电阻R102的连接点连接到接线端T5。从而初级侧整流元件Di整流的电压得以分压然后输入到接线端T5。电阻103的电压也就是相应于开关元件Q103的源电流的电压被输入到接线端T2。开关元件Q103的源电流是有助于储存流过扼流圈PCC的电流I101的磁能的电流。然后，形成第二反馈控制电路，该第二反馈控制电路使得输入到功率因数和输出电压控制IC120的接线端T5且相应于整流电压的信号具有与相应于输入到接线端T2的电压包络面(也就是，电流I101的包络面)的信号相似的波形。
此外，接线端T4被供以用于功率因数和输出电压控制IC120的运行功率。通过图26所示的整流器二极管D11和串联谐振电容器C11形成的半波整流器电路将绕组N5中感应的交流电压转换成低直流电压，然后将该低直流电压供给到接线端T4，其中该绕组N5与扼流圈PCC中的电感器Lpc变压器耦合。此外，接线端T4经启动电阻Rs连接到初级侧整流元件Di的正极输出端。在绕组N5中感应电压之前接通市电交流电源AC之后的启动时间内，在初级侧整流元件Di的正极输出端上获得的整流输出经启动电阻Rs供给到接线端T4。功率因数和输出电压控制IC120利用供给的整流电压作为启动功率从而启动运行。
从接线端T3输出用于驱动开关元件的驱动信号(栅电压)到开关元件Q103的栅极。也就是，用于运行两个反馈控制电路的驱动信号输入到开关元件Q103的栅极。这两个反馈控制电路是第一反馈控制电路和第二反馈控制电路，其中第一反馈控制电路用于将通过上述分压电阻R5和R6分压的电压值控制为预定值，而第二反馈控制电路用于使得电流I101的包络面的波形类似于直流输入电压Ei的包络面的波形。从而从市电交流电源AC流入的交流输入电流IAC的波形基本上和交流输入电压VAC的波形相同，从而功率因数被控制到基本等于1。也就是，改进了功率因数。
图23A、23B和23C以及图24示出了图22所示的有源滤波器的功率改进运行中部件的波形。图23A、23B和23C示出开关元件Q103的开关操作(on导通，off断接操作)以及根据负载变化流过扼流圈PCC的电感器Lpc的电流I101。图23A示出在轻负载下的操作。图23B示出在中间负载下的操作。图23C示出在重负载下的操作。通过图23A、图23B和图23C之间的对比可以看到，开关元件Q103的开关周期保持恒定，而随着负载变得越来越重，开关元件Q103的导通周期也得以延长。经电感器Lpc流入平滑电容器Ci中的电流I101因此根据负载状态来进行调节，从而直流输入电压Ei得以稳定，而不论交流输入电压VAC的电压变化和负载变化的情况如何。例如，直流输入电压Ei的值保持为380伏的恒定值，而交流输入电压VAC的值位于85伏至264伏的范围内。直流输入电压Ei是平滑电容器Ci两端的电压，并且是用于下一级的电流谐振转换器的直流输入电压。
图24示出交流输入电流IAC和用于和交流输入电压VAC进行比较的直流输入电压Ei的波形。顺便提及，该图示出当交流输入电压VAC是100伏时的试验结果。如图所示，交流输入电压VAC的波形和交流输入电流IAC的波形在该时间段上基本上彼此类似。也就是，改进了功率因数。除了改进功率因数之外，还示出该直流输入电压Ei稳定在380伏的平均值上。以及，如图24所示，直流输入电压Ei在380伏下具有10Vp-p的脉动变化。
回到图22，将描述在有源滤波器下一级中的电流谐振转换器。该电流谐振转换器供以直流输入电压Ei，并且执行开关操作用于功率转换。该电流谐振转换器具有开关电路，该开关电路利用半桥连接而连接的开关元件Q101和Q102形成。这种情况下的电流谐振转换器被外部激励。MOS-FET用作开关元件Q101和开关元件Q102。体二极管DD101和体二极管DD102分别并联连接到这些MOS-FET。在开关元件Q101和开关元件Q102交替导通/关断时，振荡驱动电路102以所需开关频率开关驱动开关元件Q101和开关元件Q102。振荡驱动电路102由来自控制电路101的信号来控制。控制电路101根据二次侧直流输出电压Eo的电平来工作以便可变地控制开关频率。从而二次侧直流输出电压Eo得以稳定。
提供换流变压器PIT，以将开关元件Q101和开关元件Q102的开关输出从初级侧传输到二次侧。换流变压器PIT的初级绕组N1的一个端部经初级侧串联谐振电容器C101连接到开关元件Q101和开关元件Q102的连接点(开关输出点)。初级绕组N1的另一端部连接到初级侧接地端。该初级侧串联谐振电容器C101和初级侧漏电感L1形成串联谐振电路。该串联谐振电路通过供以开关元件Q101和开关元件Q102提供的开关输出来执行谐振操作。
二次绕组N2缠绕在换流变压器PIT的二次侧上。这种情况下二次绕组N2具有二次绕组部分N2A和二次绕组部分N2B，其具有图22所示的中心抽头。该中心抽头连接到二次侧接地端。二次绕组部分N2A和二次绕组部分N2B分别连接到整流器二极管Do1和整流器二极管Do2的阳极。整流器二极管Do1和整流器二极管Do2的阴极均连接到平滑电容器Co。因此形成双波整流器电路。从而形成二次侧直流输出电压Eo作为平滑电容器Co两端的电压。该二次侧直流输出电压Eo供给到图中未示出的负载侧，还输入到上述控制电路101。
图25示出从AC功率到DC功率的功率转换效率ηAC→DC(总体效率)、功率因数PF以及相对于负载变化的直流输入电压Ei的特征。图25示出当交流输入电压VAC为100伏以及负载功率值Po从300瓦变化到0瓦时的特征。图26示出功率转换效率ηAC→DC(总体效率)、功率因数PF以及相对于交流输入电压VAC变化的直流输入电压Ei的特征。图26示出当在负载功率值Po保持为300瓦的恒定负载条件下交流输入电压VAC的值从85伏变化到264伏时的特征。
首先，如图25所示，当负载功率Po增加时功率转换效率(总体效率)降低。相对于交流输入电压VAC的变化，如图26所示，当交流输入电压VAC的电平在相同负载条件下变高时功率转换效率(总体效率)增加。例如，获得的结果示出，在负载功率Po为300瓦的负载条件下，当交流输入电压VAC为100伏时功率转换效率(总体效率)大约为83.0％，当交流输入电压VAC为230伏时功率转换效率(总体效率)大约为89.0％，当交流输入电压VAC为85伏时功率转换效率(总体效率)大约为80.0％。
当负载功率Po变化时，功率因数PF基本恒定，如图25所示。至于功率因数PF相对于交流输入电压VAC变化而变化的特征，图26示出，虽然当交流输入电压VAC增加时功率因数PF减小，但是可以认为功率因数PF基本恒定。例如，在负载功率Po为300瓦的负载条件下，当交流输入电压VAC为100伏时功率因数PF的值大约为0.96，当交流输入电压VAC为230伏时功率因数PF的值大约为0.94。
如图25和图26所示，获得的结果示出，当负载功率Po或交流输入电压VAC变化时，直流输入电压Ei基本保持恒定。
发明内容
从目前为止的描述中可以理解出，图22所示的电源电路包括图20所示的现有技术中的公知有源滤波器，以及这种结构改进了功率因数。
然而，图22所示的该结构的电源电路具有如下问题。首先，图22所示的电源电路的功率转换效率是通过结合以下两个效率而获得的从AC功率转换到DC功率的转换效率，该效率对应于前一级中的有源滤波器；以及从DC功率到DC功率的转换效率，该效率对应于下一级中的电流谐振转换器。也就是，图22所示电路的总体功率转换效率(总体效率)是通过将这些功率转换效率值相乘而获得的值，因此它是不超过1的各个数值的乘积。因此总体效率会降低。
此外，该有源滤波器电路执行硬开关操作，因此会带来很大噪声。因此需要采取手段来进行严格的噪声抑制。因此，在图22所示的电路中，为市电交流电源AC线提供噪声滤波器，该噪声滤波器通过两个线滤波变压器和三个跨接电容器形成。此外，向整流输出线提供共模噪声滤波器，其通过连接到一个电感器LN和两个滤波电容器CN而形成。而且，为快速复原型快速开关二极管D20进行整流而提供RC缓冲电路。因此，需要采用多个部件来抑制噪声，从而增加了电源电路的成本和板安装面积。
而且，当采用功率因数和输出电压控制IC120作为通用IC来操作的开关元件Q103的开关频率固定为60kHz时，下一级中电流谐振转换器的开关频率在80kHz至200kHz的范围内变化。因此开关元件Q103和电流谐振转换器的开关定时(时钟)彼此不同，并且彼此独立。因此，因开关元件Q103和电流谐振转换器的开关操作在各自时钟上进行操作，所以地电位相互干涉并且变得不稳定，例如会出现异常振荡。这还会带来电路设计难度加大和可靠性降低的问题。
在具有图22所示结构的电源电路中的该部分电流谐振转换器作为开关元件具有通过半桥连接而连接的开关元件Q101和开关元件Q102。因此需要采用两个昂贵的开关元件，从而增加了整个装置的成本。
根据本发明的实施例的开关电源电路包括整流平滑部分、转换器部分以及功率因数改进部分。该整流平滑部分将来自交流电源的交流输入电压转换成初级侧直流电压。转换器部分将来自该整流平滑部分的该初级侧直流电压转换成交流电压，然后还将该交流电压转换成二次侧直流电压。该功率因数改进部分改进功率因数。该整流平滑部分包括用于整流该交流输入电压的初级侧整流元件和用于平滑来自初级侧整流元件的整流输出的平滑电容器。该转换器部分包括扼流圈；换流变压器；主开关元件；振荡驱动电路；初级侧串联谐振电容器；初级侧并联谐振电容器；以及有源箝位电路。该扼流圈一端连接到平滑电容器。该换流变压器在初级侧具有初级绕组，在二次侧具有二次绕组。该初级绕组连接到扼流圈的另一端，而该二次绕组磁性松散地耦合到该初级绕组。该主开关元件开关切换经换流变压器的初级绕组供给的初级侧直流电压。该振荡驱动电路驱动该主开关元件的通断。该控制电路向振荡驱动电路供以控制信号，以便将连接到换流变压器的二次绕组的二次侧整流器电路输出的二次侧直流电压值控制为预定值。该初级侧串联谐振电容器具有预定电容。该初级侧串联谐振电容器一端连接到扼流圈和初级绕组之间的连接点，从而初级侧串联谐振电容器串联连接到扼流圈和初级绕组之一。设置该预定电容，以使得由扼流圈的电感和预定电容决定的初级侧第一串联谐振频率基本上是由初级绕组上发生的漏电感和预定电容决定的初级侧第二串联谐振频率的两倍。初级侧并联谐振电容器具有预定电容。该初级侧并联谐振电容器并联连接到主开关元件。设置该预定电容，以使得由扼流圈电感、初级绕组上发生的漏电感以及预定电容决定的初级侧并联谐振频率基本上是初级侧第一串联谐振频率的两倍。该有源箝位电路包括电压箝位电容器和串联连接到该电压箝位电容器的辅助开关元件。该辅助开关元件的导通和断开和主开关元件互补，从而箝位施加到主开关元件的电压。
该功率因数改进部分经初级侧整流元件而添加和导通对应于初级侧串联谐振电容器中产生的电压的电流到平滑电容器。从而改进作为交流电源负载的开关电源电路的功率因数。
开关电源电路的功率因数改进部分具有连接在初级侧整流元件和平滑电容器之间的电感器，而初级侧串联谐振电容器的另一端连接到电感器和初级侧整流元件之间的连接点。
扼流圈用作功率因数改进部分的电感器，从而减少部件数量。
扼流圈形成为在扼流圈变压器的初级绕组上发生的漏电感。该扼流圈变压器具有初级绕组和二次绕组，它们磁性松散地相互耦合，以及对应于初级侧串联谐振电容器中产生的电压的电流流经扼流圈变压器的二次绕组。从而改进作为交流电源负载的开关电源电路的功率因数。
根据本发明的一个实施例的开关电源电路能够具有功率因数改进功能而不使用有源滤波器。通过省去有源滤波器，改进开关电源电路的功率转换效率特性。然后，能够省去辐射器之类部件或者减小其尺寸。此外，和具有有源滤波器的结构相比，还大大减少了部件数量。而且，采用一个开关元件来处理高功率，从而减小了电路的尺寸、重量和成本。此外，当有源滤波器执行硬开关操作时，根据本发明的一个实施例的、基于谐振转换器的开关转换器执行软开关操作。这大大减少了开关噪声，从而有助于减小噪声滤波器的尺寸、重量和成本。而且，因为不存在多个不同频率的时钟，则不会出现因多个时钟频率而导致的相互干涉的问题，从而改进了可靠性，并且电路板图案设计等等也变得更为容易。而且，能够降低开关元件的耐压。
图1是示出根据一个实施例的电源电路结构示例的电路图；图2是示出根据该实施例的换流变压器结构示例的示图；图3是示出基于交流输入电压的周期的、根据该实施例的电源电路中的主要部件的操作的波形图；图4是示出基于交流输入电压的周期的、根据该实施例的电源电路中的主要部件的操作的波形图；图5是示出整流平滑电压、功率因数、功率转换效率以及TON/TOFF比值相对于根据该实施例的电源电路中的负载变化的特征的示图；图6是示出根据一个实施例的电源电路的结构示例的电路图；图7是示出根据一个实施例的电源电路的结构示例的电路图；图8是示出整流平滑电压、功率因数、功率转换效率以及TON/TOFF比值相对于根据该实施例的电源电路中的负载变化的特征的示图；图9是示出根据一个实施例的电源电路的结构示例的电路图；图10是示出根据一个实施例的电源电路的结构示例的电路图；图11是示出整流平滑电压、功率因数、功率转换效率以及TON/TOFF比值相对于根据该实施例的电源电路中的负载变化的特征的示图；图12是示出根据一个实施例的电源电路的结构示例的电路图；图13示出根据一个实施例的二次侧电路的变型的示例；图14示出根据一个实施例的二次侧电路的变型的示例；图15示出根据一个实施例的二次侧电路的变型的示例；图16示出根据一个实施例的二次侧电路的变型的示例；图17示出根据一个实施例的二次侧电路的变型的示例；图18是表示E级开关转换器的基本原理的示图；图19是基于E级开关转换器的操作原理的波形图；图20是背景技术中所示的有源滤波器的结构示图；图21A、21B、21C和21D是有助于解释背景技术中所示的有源滤波器的操作的波形图；图22是示出背景技术中所示的开关电源电路结构示例的电路图；图23A、23B和23C是有助于解释背景技术中所示的有源滤波器的操作的波形图；图24是基于市电交流功率的周期示出背景技术中所示的、包括有源滤波器的电源电路中的交流输入电压、交流输入电流以及平滑电压的波形图；图25是示出背景技术中所示的、包括有源滤波器的电源电路中的功率转换效率、功率因数以及整流平滑电压相对于负载变化的特性的特性图；以及图26是示出背景技术中所示的、包括有源滤波器的电源电路中的功率转换效率、功率因数以及整流平滑电压相对于交流输入电压变化的特性的特性图。
具体实施例方式
在描述用于实现本发明的最佳模式(下面称为实施例)之前，首先参照图18和图19来描述执行E级谐振型开关操作的开关转换器(下面还称为E级开关转换器)的基本结构。
图18示出E级开关转换器的基本结构。图18所示的E级开关转换采用E级谐振型DC-AC逆变器的结构。
图18所示的E级开关转换器具有开关元件Q1。开关元件Q1在这种情况下例如为MOS-FET。以这种方式形成体二极管DD，以使得其并联连接到例如MOSFET的开关元件Q1的漏极和源极。初级侧并联谐振电容器Cr并联连接到开关元件Q1的同一个漏极和源极。
开关元件Q1的漏极经串联连接扼流圈L10而连接到直流输入电压Ein的正极。开关元件Q1的源极连接到直流输入电压Ein的负极。此外，开关元件Q1的漏极连接到扼流圈L11的一端。串联谐振电容器C11串联连接到扼流圈L11的另一端。作为负载的阻抗Z插入到串联谐振电容器C11和直流输入电压Ein的负极之间。阻抗Z在这种情况下通过将二次侧的负载转换成初级侧的负载而获得。
由于扼流圈L10的电感设置成远远高于扼流圈L11的电感，所以具有这种结构的E极开关转换器可以认为是一种复杂谐振转换器的形式，该复杂谐振转换器具有通过扼流圈L10的电感和初级侧并联谐振电容器Cr的电容形成的并联谐振电路，以及通过扼流圈L11的电感和串联谐振电容器C11的电容形成的串联谐振电路。以及，具有这种结构的E极开关转换器可以是和单端型电压谐振转换器是相同的，因为开关转换器具有一个开关元件。
图19示出具有图18所示的结构的E级开关转换器的主要部件的操作。
在开关元件Q1两端获得开关电压V1。在导通周期TON内，该开关电压V1处于零电平，其中在该导通周期内开关元件Q1导通，以及在关断周期TOFF内形成正弦脉冲波形，其中在关断周期TOFF内开关元件Q1关断。该开关脉冲波形通过上述并联谐振电路的谐振操作(电压谐振操作)而获得。
开关电流IQ1流过开关元件Q1和体二极管DD。在周期TOFF内该开关电流IQ1处于零电平。对于从导通周期TON开始的某个周期，开关电路IQ1首先流过体二极管DD，因此为负极性。然后开关电路IQ1反转为正极性，然后从开关元件Q1的漏极流到源极。
流过E级开关换流变压器的电流I2通过结合流过开关元件Q1(以及体二极管DD)的开关电流IQ1以及流过初级侧并联谐振电容器Cr的电流而获得。该电流I2具有包括正弦波成分的波形。
开关电流IQ1和开关电压V1之间的关系表明，ZVS操作在关断开关元件Q1时获得，以及ZVS操作和ZCS操作在导通开关元件Q1时获得。
由于将扼流圈L10的电感设置成高于扼流圈L11的电感，如上所述，所以，流入E级开关转换器从而从直流输入电压Ein的正极端流经扼流圈L10的电流I1形成如图19所示的、具有预定平均电平的脉动电流波形。这种脉动电流波形能够认为是接近直流。
扼流圈L10的电感设置成高于扼流圈L11的电感，稳定的ZVS操作在关断开关元件Q1时获得，以及稳定的ZVS和ZCS操作在导通开关元件Q1时获得，如上所述。利用该事实作为出发点，为了减小装置尺寸和价格，本申请中列出的发明人(简称为本发明的发明人)创造出一种E级开关转换器的变型电路，其中扼流圈L10的电感减小，并且获得一种能够在关断和导通开关元件Q1时执行稳定的ZVS操作的电路结构。
具体而言，根据本发明的发明人创造出的转换器部分(开关转换器)在初级侧具有一个电压谐振电路和两个电流谐振电路。其中一个电流谐振电路是初级侧第一串联谐振电路，其初级侧第一串联谐振频率由扼流圈的电感和初级侧串联谐振电容器来决定。另一个电流谐振电路是初级侧第二串联谐振电路，其初级侧第二串联谐振频率由换流变压器的初级绕组上发生的漏电感和初级侧串联谐振电容器来决定。将初级侧第一串联谐振频率设置成初级侧第二串联谐振频率的大致两倍。从而即使当扼流圈的电感值低，也能够获得优越的稳定ZVS操作。在这种情况下，利用两倍该频率为中心，从而大致两倍该频率包括20％的范围。
而且，本发明的发明人结合功率因数改进部分和转换器部分，从而从而获得具有优越的功率因数改进特性的开关电源电路。具体而言，功率因数改进部分可以用于导通流经初级侧第一串联谐振电路的一部分谐振电流和经初级侧整流元件从交流电源流经初级侧第二串联谐振电路的一部分谐振电流。此外，功率因数改进部分可以经初级侧整流元件从交流电源导通对应于初级侧串联谐振电容器中产生的电压的电流。下面将在实施例中描述这些部件的具体电路结构。
(第一实施例)作为本实施例，将上述E级开关转换器的变型应用到电源电路。下面将描述图1所示的根据第一实施例的开关电源电路的结构。根据第一实施例的开关电源电路包括整流平滑部分、转换器部分以及功率因数改进部分。该整流平滑部分将来自交流电源AC的输入交流电压转换成初级侧直流电压。转换器部分将来自该整流平滑部分的该初级侧直流电压转换成交流电压，然后还将该交流电压转换成二次侧直流电压。该功率因数改进部分改进功率因数。该整流平滑部分包括初级侧整流元件Di和平滑电容器Ci，该初级侧整流元件Di被供以来自交流电源AC的输入交流电压，并且整流该输入交流电压。该转换器部分包括扼流圈PCC、换流变压器PIT、开关元件Q1、控制电路1、初级侧第二串联谐振电容器以及有源箝位电路。该扼流圈PCC被供以来自平滑电容器Ci的初级侧直流电压。该换流变压器PIT具有被供以来自扼流圈PCC的电压的初级绕组N1和磁性松散地耦合到初级绕组N1的二次绕组N2。开关元件Q1将该交流电压供给到初级绕组N1。振荡驱动电路2导通和关断地驱动开关元件Q1。控制电路1向振荡驱动电路2供给控制信号以便将由形成连接到二次绕组N2的二次侧整流器电路的二次侧整流元件Do和平滑电容器Co输出的二次侧直流输出电压Eo的电压值控制为预定值。初级侧第一串联谐振电路的初级侧第一串联谐振频率由扼流圈PCC和初级侧串联谐振电容器C2具有的电感L3来决定。初级侧第二串联谐振电路的初级侧第二谐振频率由初级绕组N1中发生的漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C2来决定。初级侧第一串联谐振频率设置成是初级侧第二串联谐振频率的大致两倍。有源箝位电路箝位施加到开关元件Q1的电压。该有源箝位电路是电压箝位电容器Cc和辅助开关元件Q2的串联电路。在这种情况下，辅助开关元件Q2和开关元件Q1互补导通。形成该功率因数改进部分以使得流经初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路的谐振电流经初级侧整流元件Di从交流电源流出。因此为了通过来自交流电源的谐振电流，通过快速整流元件形成上述初级侧整流元件Di，并提供功率因数改进电感器Lo。下面将依次描述整流平滑部分的结构、转换器部分的结构、功率因数改进部分的结构以及二次侧整流器电路的结构。
整流平滑部分由初级侧整流元件Di和平滑电容器Ci组成，该初级侧整流元件Di被供以来自交流电源AC的输入交流电压，然后整流该输入交流电压。来自交流电源AC的输入交流电压输入到初级侧整流元件Di的输入侧，初级侧整流元件Di的输出侧的一个接线端连接到平滑电容器Ci，从而产生初级侧直流电压。
当初级侧具有执行E级开关操作的电压和电流谐振转换器的结构时，初级侧具有和图18所示的E级开关转换器不同的连接。具体而言，图18所示的E级开关转换器从扼流圈L10和扼流圈L11之间的连接点供给直流功率到开关元件Q1。然而，根据本实施例的转换器从相应于扼流圈L10的扼流圈PCC和在相应于扼流圈L11的初级绕组N1上发生的漏电感L1的串联连接电路供给直流功率到开关元件Q1。因此，当根据本实施例的转换器具有不同于E级转换器的结构时，根据本实施例的转换器能够提供E级转换器的效应，因为输入到转换器电路的电流接近直流，以及在关断和导通开关元件Q1时均获得ZVS操作。本实施例的电路结构将被称为变型的E级转换器。因此，初级侧具有电流和电压谐振电路，以及二次侧具有下面将描述的电流谐振电路，从而形成复合谐振转换器部分。
更具体而言，当视为谐振转换器时，该复合谐振转换器部分包括扼流圈PCC和换流变压器PIT，该扼流圈一端连接到平滑电容器Ci的一端，该换流变压器由彼此松散耦合的初级绕组N1和二次绕组N2缠绕。初级绕组N1的一端连接到扼流圈PCC的另一端。换流变压器PIT的初级绕组N1(下面简称为初级绕组N1)的另一端连接到开关元件Q1的一端，从而将交流功率供给到换流变压器PIT。然后，复合谐振转换器部分包括电流谐振型初级侧第一串联谐振电路，作为谐振频率的其初级侧第一串联谐振频率由扼流圈PCC具有的电感L3和连接到扼流圈PCC另一端和初级绕组N1的一端的初级侧串联谐振电容器C2的电容来决定；电流谐振型初级侧第二串联谐振电路，作为谐振频率的其初级侧第二串联谐振频率由初级绕组N1上发生的漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C2的电容来决定；以及电压谐振型初级侧并联谐振电路，其谐振频率由初级绕组N1上发生的漏电感L1、扼流圈PCC具有的电感L3以及并联连接到开关元件Q1的初级侧并联谐振电容器Cr来决定。
在这种情况下，初级侧第一串联谐振频率和初级侧第二串联谐振频率的比值被设置成大致为2∶1。也就是，当初级侧第二串联谐振频率是参考频率时，该初级侧第一串联谐振频率被设置成是初级侧第二串联谐振频率的大致两倍。当初级侧第一串联谐振频率是参考频率时，初级侧第二串联谐振频率被设置成初级侧第一串联谐振频率的大致1/2。本发明的发明人发现，该值对于在关断和导通开关元件Q1时ZVS操作的效果来说是很重要的，以及获得ZVS操作的负载功率可变范围变窄，因为初级侧第一串联谐振频率和初级侧第二串联谐振频率的比值偏离了上述值。在这种情况下，利用两倍该频率和频率的1/2作为中心，大致两倍该频率和频率的大致1/2包括20％的范围。顺便提及，初级侧并联谐振电路的频率是初级侧第一串联谐振频率的大致两倍。
此外，复合谐振转换器部分包括用于导通关断驱动开关元件Q1和控制电路1的振荡驱动电路2。该控制电路1为振荡驱动电路2供给控制信号，以使得连接到换流变压器PIT的二次绕组N2(下文中还简称为二次绕组N2)的二次侧整流器电路输出的二次侧直流输出电压Eo的值为预定值。连接到二次绕组N2的二次侧整流器电路具有二次侧串联谐振电容器C4，从而形成二次侧串联谐振电路。
控制电路1为振荡驱动电路2供给检测输出，该检测输出对应于输入的二次侧直流输出电压Eo和预定参考电压值之间的差值。振荡驱动电路2驱动开关元件Q1，以便根据控制电路1的输入检测输出来主要地改变开关频率。除了开关频率，振荡驱动电路2还将时间比改为一个周期中开关元件Q1的导通周期比。
因此，变化控制开关元件Q1的开关频率改变了电源电路中的初级侧和二次侧的谐振阻抗，以及改变了从换流变压器PIT的初级绕组N1传输到二次绕组N2侧的功率量以及要从二次侧整流器电路供给到负载的功率量。从而获得将二次侧直流输出电压Eo的振幅匹配到参考电压的操作。也就是，二次侧直流输出电压Eo得以稳定。
此外，通过电压箝位电容器Cc和辅助开关元件Q2的串联电路形成有源箝位电路。在这种情况下，辅助开关元件Q2和开关元件Q1互补导通。也就是，当开关元件Q1导通(导电)时，辅助开关元件Q2不导通，而当辅助开关元件Q2导通时，开关元件Q1不导通。
而且，根据本实施例的开关电源电路具有功率因数改进部分。该功率因数改进部分包括用作整流元件的初级侧整流元件Di，用于使得通过叠加流过初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路的谐振电流获得的电流沿一个方向从交流电源AC流到平滑电容器Ci；以及功率因数改进电感器Lo。
功率因数改进电感器Lo的一端连接到初级侧整流元件Di和初级侧串联谐振电容器C2的输出侧的一端。功率因数改进电感器Lo的另一端连接到平滑电容器Ci。
此外，滤波电容器CN连接到初级侧整流元件Di的输入侧。该滤波电容器CN用于抑制共模噪声，从而可以防止根据开关元件Q1的开关而发生的辐射成分流出到交流电源AC侧。
通过将高速运行的二次侧整流元件Do和平滑电容器Co连接到二次绕组N2，根据本实施例的开关电源电路的二次侧整流器电路形成为全波整流器电路，其中二次侧串联谐振电容器C4串联连接到该二次绕组。也就是，在开关周期中，正电流和负电流流过二次侧串联谐振电容器C4，以及该二次侧串联谐振电容器C4用作谐振电路的一部分，而不利用某极性的电荷进行充电。也就是，二次侧整流器电路形成二次侧串联谐振电路，其串联谐振频率由二次绕组N2的漏电感L2和二次侧串联谐振电容器C4来决定。顺便提及，二次侧整流器电路不仅可以是产生和二次绕组N2中产生的电压相同的电压的整流器电路，而且还可以是产生的电压是二次绕组N2中产生的电压的两倍的电压倍乘整流器电路。而且，对于二次侧谐振电路，不仅串联谐振电路可以被形成来构成复合转换器，而且部分电压谐振电路或并联谐振电路还可以被形成来构成复合转换器。而且，可以提供二次侧整流器电路，而不需要在二次侧上形成谐振电路。下面将描述这些二次侧整流器电路的变型的多个示例。
下面将接着更加详细的、按照从市电交流电源AC侧开始的顺序依次描述根据图1所示的该实施例的开关电源电路，集中描述开关电源电路的运作。市电交流电源AC的两相输入线经共模噪声滤波器而连接到初级侧整流元件Di，其中共模噪声滤波器由共模扼流圈CMC、跨接电容器CL以及滤波电容器CN组成。共模噪声滤波器具有消除在市电交流电源AC的线和开关电源电路的二次侧之间产生的共模噪声的功能。顺便提及，在本实施例中，滤波电容器CN不仅用作共模噪声滤波器，而且还用作常模滤波器，如上所述。
流过共模噪声滤波器的交流电压供给到通过桥接四个快速型整流元件(二极管)形成的初级侧整流元件Di的输入侧，然后由初级侧整流元件Di来整流，从而产生脉动电压。该脉动电压经功率因数改进电感器Lo而供给到平滑电容器Ci。在平滑电容器Ci两端保持作为直流电压的直流输入电压Ei，该直流电压具有该脉动电压峰值附近的电压值。通过桥接四个快速型整流元件(二极管)形成初级侧整流元件Di是为了简化电路。初级侧整流元件Di用作将流过初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路的谐振电流沿一个方向传递从而形成功率因数改进部分的一部分的整流元件。也就是，功率因数改进部分传递沿一个方向的分量作为经初级侧整流元件Di从市电交流电源沿两个方向流过的谐振电流的一部分，从而改进了功率因数。
直流输入电压Ei的电平相应于交流输入电压VAC的一倍。直流输入电压Ei是用于下一级的E级开关转换器的直流输入电压。
以和E级开关转换器几乎相同的方式，复合谐振转换器部分用作变型的E级开关转换器。该复合谐振转换器部分具有扼流圈PCC、换流变压器PIT、初级侧串联谐振电容器C2、初级侧并联谐振电容器Cr以及开关元件Q1作为主要部件。参照图18描述了其原理的E级开关转换器的部件和图1中的部件之间的对应性如下所述。扼流圈L10对应于扼流圈PCC；扼流圈L11对应于换流变压器PIT的初级绕组N1上发生的漏电感L1；初级侧串联谐振电容器C11对应于初级侧串联谐振电容器C2；初级侧并联谐振电容器Cr对应于初级侧并联谐振电容器Cr；开关元件Q1对应于开关元件Q1；作为负载的阻抗Z对应于通过将二次侧上的阻抗转换到初级侧获得的阻抗。
也就是，在图1所示的第一实施例中，变型的E级开关转换器如下形成。扼流圈PCC的一端(一个端部)连接到平滑电容器Ci的一端。扼流圈PCC的另一端(另一个端部)连接到换流变压器PIT的初级绕组N1和初级侧串联谐振电容器C2的一端。换流变压器PIT的初级绕组N1的另一端连接到开关元件Q1的一端。此外，初级侧并联谐振电容器Cr并联连接到开关元件Q1。即使采用这种结构，电流I1也是脉动电流，从平滑电容器Ci没有供给交流电流，因此能够获得减小平滑电容器Ci上负载的好处。
换流变压器PIT的初级绕组N1和二次绕组N2以0.82的耦合系数相互松散地耦合。因此初级绕组N1具有漏电感L1。形成的初级侧第一串联谐振电路的初级侧第一串联谐振频率由扼流圈PCC的电感L3和初级侧串联谐振电容器C2的电容来决定。此外，形成的初级侧第二串联谐振电路的初级侧第二谐振串联谐振频率由漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C2的电容来决定。此外，形成的初级侧并联谐振电路的初级侧并联谐振频率由漏电感L1、扼流圈PCC的电感L3和初级侧并联谐振电容器Cr的电容来决定。
“决定”谐振频率是指谐振频率主要由这些因素来确定。例如，虽然初级侧第一串联谐振频率、初级侧第二谐振串联谐振频率以及初级侧并联谐振频率都受到功率因数改进电感器Lo的电感分量、平滑电容器Ci等等影响，但是功率因数改进电感器Lo的电感分量、平滑电容器Ci等等对初级侧谐振串联谐振频率以及初级侧并联谐振频率的影响比较小。
具体来说，初级侧第一串联谐振电路形成沿一个方向的电流路径，从初级侧整流元件Di的接地点开始，经两组相互串联连接的两个快速整流元件的阳极和阴极到初级侧串联谐振电容器C2、到扼流圈PCC，到平滑电容器Ci。初级侧第一串联谐振电路形成沿另一个方向的电流路径，从初级侧串联谐振电容器C2，到功率因数改进电感器Lo，到扼流圈PCC。初级侧第二串联谐振电流形成沿一个方向的电流路径，从初级侧整流元件Di的接地点开始，经两组相互串联连接的两个快速整流元件的阳极和阴极到初级侧串联谐振电容器C2，到初级绕组N1，然后从开关元件Q1的漏极到源极。初级侧第二串联谐振电路形成沿另一个方向的电流路径，从初级侧串联谐振电容器C2，到功率因数改进电感器、到平滑电容器Ci、到体二极管DD1，到初级绕组N1。
此外，如上所述，换流变压器的二次绕组N2连接到二次侧串联谐振电容器C4。形成的二次侧串联谐振电路的谐振频率由该二次侧的漏电感部分(由图1中的电感L2来表示)和二次侧串联谐振电容器C4的电容来决定。顺便提及，在本实施例中，二次侧整流器电路形成为全波整流器电路。然而，除了全波整流器电路，二次侧整流器电路还可以形成为电压倍增器半波整流器电路或者电压倍增器全波整流器电路，下面将进行描述。而且，该二次侧不仅可以采用二次侧串联谐振电路，还可以采用部分谐振电路。顺便提及，在二次侧的多个整流器电路中采用的二极管是快速二极管，其为流过二次侧绕组N2的高频电流准备，并且具有优越的高频开关特性。
施加交流电压到初级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路的开关元件Q1连接到初级绕组N1的另一端。在这种情况下，振荡驱动电路2驱动开关元件Q1。因此，初级侧用作执行变型E级开关操作的转换器，并且具有电压和电流谐振转换器的结构，而该二次侧具有电流谐振转换器，从而总体来说，形成复合谐振转换器，其保持二次侧直流输出电压Eo的值为恒定值。也就是，根据本实施例的开关电源电路具有复合谐振转换器部分，其包括初级侧串联谐振电路、初级侧并联谐振电路以及二次侧串联谐振电路，这些都是从交流电流的角度来说的。
下面将描述有源箝位电路。有源箝位电路插入到开关元件Q1和平滑电容器Ci之间。有源箝位电路箝位开关元件Q1两端的电压。
通过电压箝位电容器Cc和辅助开关元件Q2的串联电路来形成有源箝位电路。采用具有体二极管DD2的MOS-FET作为辅助开关元件Q2。MOS-FET的栅极供以通过电阻Rg1和电阻Rg2在控制绕组Ng上分得的电压。控制绕组Ng沿一定方向缠绕在换流变压器PIT上，以使得开关元件Q1和辅助开关元件Q2能够相互互补地导通。电阻Rg1的值是220欧姆，电阻Rg2的值是100欧姆。控制绕组Ng中产生的电压具有接近正弦的波形。因此，通过改变电阻Rg1和电阻Rg2之间的比值，可以调节辅助开关元件Q2的栅极和源极之间的电压，以及调节箝位开关元件Q1中产生的电压的时间长度。也就是，当电阻Rg1的值相对于电阻Rg2的值降低时，辅助开关元件Q2导通的时间得以延长。
电压箝位电容器Cc的电容足够大，以使得电压箝位电容器Cc两端电压几乎不会因流过辅助开关元件的电流电荷量而改变。因此，当辅助开关元件Q2导通时，也就是，当电流流过辅助开关元件时，施加到开关元件Q1的电压被箝位。因此，固有形成正弦波形状的电压的峰值部分被平整化。然后，开关元件Q1的耐压会降低。
而且，通过试验证实，通过使电流流过辅助开关元件Q2，具有ZVS特性的范围得以拓宽。也就是，有源箝位电路能够拓宽ZVS特性的范围。
此外，通过控制绕组Ng来控制辅助开关元件Q2，控制绕组Ng内产生的电压又受到开关元件Q1的控制。因此，辅助开关元件Q2和开关元件Q1同步运行。因此，不会出现例如发生因多个开关频率混合(多个频率之间的干扰)而导致的不期望脉动的问题。
下面将描述功率因数改进部分的运作。通过将功率因数改进电感器Lo和初级侧整流元件Di连接到初级侧串联谐振电容器C2而产生功率因数改进效应。流过初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路的谐振电流流过初级侧串联谐振电容器C2。沿流过初级侧串联谐振电容器C2的谐振电流的一个方向的电流从交流电源AC经形成初级侧整流元件Di的两个整流元件的阴极流动，该电流被添加到整流电流，然后作为电流I1流动。在这种情况下，对于该谐振电流具有高阻抗的功率因数改进电感器Lo防止谐振电流从平滑电容器Ci流到初级侧串联谐振电容器C2。
沿谐振电流的另一个方向的电流难以流过形成初级侧整流元件Di的两个整流元件的阴极，但是作为流到平滑电容器Ci的电流I2被添加到来自初级侧整流元件Di的电流。如上所述，为了具有改变谐振电流根据该电流的流动方向流经的路径的效果，初级侧整流元件Di必需由对于一分量具有足够开关性能的快速整流元件形成，该分量具有流过初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路的谐振电流的周期以及具有整数倍该周期的谐波。否则，不仅会增加开关损耗，降低开关电源电路的效率，而且还会因某些情况下的热损耗而破坏初级侧整流元件Di。
因此，包含在谐振电流内、作为谐振电流的一部分的沿一个方向的电流流过初级侧整流元件Di，从而增加交流输入电流IAC的流通角，以及改进了功率因数。也就是，当初级侧串联谐振电容器C2未连接到初级侧整流元件Di时，电流I1的波形成在电压V2峰值附近流动的脉冲形状。然而，包含在谐振电流内的沿一个方向的谐振电流还流过电压V2峰值附近的外部，从而增加了导通角。因此，在本实施例中，流过初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路的谐振电流反馈到平滑电容器Ci，从而形成功率再生型功率因数改进部分。
而且，下面将描述根据图1所示的实施例的开关电源电路的重要部件的细节的具体构成和不变的部件，通过这些部件可以获得将在下面描述的图3和图5的结果。
首先将描述换流变压器PIT的细节。换流变压器PIT具有对初级侧和二次侧进行彼此绝缘以及执行电压转换的功能。而且，换流变压器PIT还用作电感L1形成谐振电路的一部分，用于获得复合谐振型功能的变型E级开关转换器。电感L1是由换流变压器PIT形成的漏电感部件。下面将参照图2来描述换流变压器PIT的具体结构，其中图2是换流变压器PIT的截面图。
换流变压器PIT具有EE型铁芯(EE形状的铁芯)，其通过相互组合铁氧体材料的E型铁芯CR1和E型铁芯CR2而形成，以使得E型铁芯CR1的磁脚和E型铁芯CR2的磁脚相对。初级侧绕组部分和二次侧绕组部分彼此分离，从而相互独立，并且设置例如由树脂形成的线筒B。然后，由初级绕组N1、控制绕组Ng和二次绕组N2绕制的线筒B被附着到EE形铁芯。从而初级绕组N1、控制绕组Ng和二次绕组N2围绕EE形铁芯的中心磁脚绕制，其中初级绕组N1、控制绕组Ng绕制在一个区域，而二次绕组N2被隔开在不同于该区域的另一个绕组区域。从而整体制得换流变压器PIT的结构。
1.2毫米的间隙G形成在EE形铁芯的中心磁脚中。从而获得初级侧和二次侧之间的耦合系数k的值为0.82。因此，获得具有高电感值的漏电感L1。顺便提及，间隙G是通过使得E型铁芯CR1和E型铁芯CR2的中心磁脚短于E型铁芯CR1和E型铁芯CR2的两个外部磁脚而形成的。初级绕组N1的转数为45T(转数)。二次绕组N2的转数为30T(转数)。控制绕组Ng的转数为1T(转数)。铁芯材料为EER-35(铁芯材料的名称)。
初级侧并联谐振电容器Cr的值为1000pF。初级侧串联谐振电容器C2的值为0.1μF。电压箝位电容器Cc的值为0.1μF。二次侧串联谐振电容器C4的值为0.056μF。滤波电容器CN的值为1μF。
扼流圈PCC和功率因数改进电感器Lo都能够采用和换流变压器PIT基本上相同的结构。扼流圈PCC的电感L3的值为82μH。功率因数改进电感器Lo的电感值为82μH。
采用满足3A/600V耐压规格的整流元件作为初级侧整流元件Di。采用满足5A/200V耐压规格的整流元件作为二次侧整流元件Do。它们都是通过快速整流元件形成的。
在换流变压器PIT的二次侧，在二次绕组N2中产生与由初级绕组N1感应的交流电压类似的电压波形。二次侧串联谐振电容器C4串联连接到二次绕组N2。由从二次绕组N2侧角度观察的漏电感L2和二次侧串联谐振电容器C4形成二次侧串联谐振电路。在本实施例中，二次侧串联谐振电路的谐振频率被设置成和初级侧串联谐振频率基本相同，其中初级侧串联谐振频率由初级侧串联谐振电容器C2、漏电感L1和扼流圈PCC的电感L3来决定，如上所述。然而，二次侧串联谐振电路的谐振频率可以适当地设置成和初级侧串联谐振频率相关。而且，可以在二次侧设置部分电压谐振电路，而不设置二次侧串联谐振电路。
选择MOS-FET作为开关元件Q1，如上所述。开关元件Q1包括和开关元件Q1的源极和漏极并联的体二极管DD1。
控制电路1为振荡驱动电路2供给检测输出，其对应于输入二次侧直流输出电压Eo和预定参考电压值之间的差值。振荡驱动电路2驱动开关元件Q1，从而根据控制电路1的输入检测输出而主要地改变开关频率。除了开关频率之外，振荡驱动电路2还改变时间比作为开关元件Q1在一个周期内的导通周期比。
因此可变地控制开关元件Q1的开关频率改变电源电路中初级侧和二次侧的谐振阻抗，以及改变从换流变压器PIT的初级绕组N1传输到二次绕组N2侧的功率量，以及改变从二次侧整流器电路供给到负载的功率量。从而获得将二次侧直流输出电压Eo的振幅匹配到参考电压的操作。也就是，二次侧直流输出电压Eo得以稳定。在这种情况下，二次侧直流输出电压Eo的值为175伏。
(第一实施例的主要部件的运行波形和测量数据)现在已经描述了根据本实施例的开关电源电路的结构和运作。图3和图4示出根据图1所示实施例的开关电源电路的主要部件的运行波形。图5示出测量数据。
图3示出基于市电交流功率的周期当交流输入电压为100伏和最大负载功率为300瓦时主要部件的运行波形。图3从顶部到底部依次示出交流输入电压VAC、交流输入电流IAC、电流I1、电压V2、电流I2和二次侧直流输出电压Eo的纹波分量ΔEo。图3中的电流I1、电压V2和电流I2的各阴影部分表示执行开关操作。
图4示出基于市电交流功率的周期当交流输入电压为230伏和最大负载功率为300瓦时主要部件的运行波形。图4从顶部到底部依次示出交流输入电压VAC、交流输入电流IAC、电流I1、电压V2、电流I2和二次侧直流输出电压Eo的纹波分量ΔEo。图4中的电流I1、电压V2和电流I2的各阴影部分表示执行开关操作。
图5示出相对于负载变化的直流输入电压Ei、功率因数PF、从交流输入功率转换到直流输出功率的功率转换效率ηAC→DC以及开关元件Q1的导通周期TON和关断周期TOFF之间的比值TON/TOFF，其中负载变化在交流输入电压VAC的值为100伏或230伏的输入电压条件下处于负载功率值为0瓦(无负载)至300瓦的范围内。实线表示交流输入电压VAC的值为100伏的特征。虚线表示交流输入电压VAC的值为230伏时的特征。
引入图5所示的一部分表征特征，例如，当交流输入电压VAC的值为100伏时，300瓦的负载功率Po下功率因数PF的值为0.992，而75瓦的负载功率Po下功率因数PF的值为0.85，这些值表示高功率因数。当交流输入电压VAC的值为100伏时，300瓦的负载功率Po下功率转换效率ηAC→DC的值高达91.6％。在负载功率Po处于300瓦至0瓦的范围内，直流输入电压Ei的值为157伏至170伏。
当交流输入电压VAC的值为230伏时，300瓦的负载功率Po下功率因数PF的值为0.930，而75瓦的负载功率Po下功率因数PF的值为0.76，这些值表示高功率因数。当交流输入电压VAC的值为230伏时，300瓦的负载功率Po下功率转换效率ηAC→DC的值高达93.5％。在负载功率Po处于300瓦至0瓦的范围内，直流输入电压Ei的值为353伏至374伏。在交流输入电压VAC的值为100伏和230伏的两种情况下，功率因数的上述值超过作为在IEC 61000-3-2中限定的D级电视等等的标准值的功率因数0.75，其中IEC 61000-3-2是谐波电流抑制领域中的国际标准。
和图22中的背景技术所示的开关电源电路相比，根据本实施例的这种开关电源电路具有改进的功率转换效率ηAC→DC。此外，在根据本实施例的开关电源电路中，不需要采用有源滤波器，从而减少了电路组成部件的数量。也就是，从参照图22所述的内容来看，有源滤波器通过许多部件形成，包括开关元件Q103、用于驱动开关元件Q103的功率因数和输出电压控制IC120、等等。另一方面，根据本实施例的开关电源电路具有滤波电容器CN、功率因数改进电感器Lo和作为初级侧整流元件Di的快速整流元件，它们这些附加部件是改进功率因数所需的。因此，和有源滤波器相比，根据本实施例的开关电源电路具有的部件数量非常少。因此，和图22所示的电路相比，作为具有功率因数改进功能的电源电路，根据本实施例的开关电源电路的成本能够大大降低。此外，由于部件数量大大减小，所以能够有效减小电路板的尺寸和重量。在这种情况下，功率因数改进电感器Lo的电感是82μH的低值，而扼流圈PCC的电感是82μH的低值。因此能够减小装置尺寸和重量。
此外，在根据本实施例的开关电源电路中，复合谐振转换器部分和功率因数改进部分的操作是所谓的软开关操作，因此，开关噪声电平比图22所示的利用有源滤波器的电路大大降低。尤其是，因为输入到E级开关转换器的电流输入可以接近直流，所以开关噪声的电平可以变得非常低。
而且，根据本实施例的开关电路具有初级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路，以及二次侧串联谐振电路。因此，二次侧直流输出电压Eo可以通过非常微弱的频率变化而保持在预定电压电平，并且能够容易地设计噪声滤波器。因此，在由一个共模扼流圈CMC和两个跨接电容器CL构成的一级内的噪声滤波器足以满足电源干涉标准。此外，通过单个滤波电容器CN，可以对整流输出线的共模噪声进行充分的测量。
而且，二次侧的整流器二极管Do1至Do4等等和开关元件Q1同步操作。因此，不会发生像图22的电源电路那样在有源滤波器侧和下一级的开关转换器之间发生接地电位干涉的现象，并且接地电位得以稳定，不论开关频率变化如何。
而且，通过设置有源箝位电路，可以降低开关元件Q1的耐压，以及减小导通周期TON和关断周期TOFF之间的比值TON/TOFF的变化范围。而且，可以降低开关元件Q1的耐压，扩大ZVS范围，以及实现所谓的范围拓宽，这样可以使交流输入电压VAC的值的宽范围从到85伏至264伏。
(第二实施例)在根据图6所示的第二实施例的开关电源电路中，和第一实施例相同的部件采用相同的附图标记来表示，并且将省略对其的赘述。根据第二实施例的开关电源电路采用和第一实施例许多相同结构的部件。第二实施例和第一实施例的不同之处在于，采用慢速整流元件作为初级侧整流元件Di，其中该慢速整流元件能够对50或60赫兹频率的市电交流电压进行整流。此外，让快速整流元件D1作为用于使得流过初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路的谐振电流沿一个方向流动的整流元件。为了使得流过快速整流元件D1且频率达数十千赫兹至200千赫兹的谐振电流沿一个方向流动，将快速整流元件D1的阴极和功率因数改进电感器Lo的一端连接到初级侧串联谐振电容器C2。快速整流元件D1的阳极连接到初级侧整流元件Di的输出侧。功率因数改进电感器Lo的另一端连接到平滑电容器Ci。滤波电容器CN连接在平滑电容器Ci和快速整流元件D1的阳极之间。
利用这种结构，用于功率因数改进的快速整流元件的数量从第一实施例中的四个减少到一个，从而减小了成本。此外，从交流电源AC那一侧观测，在初级侧整流元件Di的下一级设置滤波电容器CN，这样采用未经安全标准证明的普通部件作为滤波电容器CN。其他部件的结构和第一实施例没有区别，产生的运作和效果也和第一实施例基本上相同。
(第三实施例)在根据图7所示的第三实施例的开关电源电路中，和第一实施例相同的部件采用相同的附图标记来表示，并且将省略对其的赘述。根据第三实施例的开关电源电路采用和第一实施例许多相同结构的部件。第三实施例和第一实施例的不同之处在于，功率因数改进部分经初级侧整流元件从交流电源流过对应于初级侧串联谐振电容器中产生的电压的电流。至于转换器部分，第三实施例和第一实施例的不同之处在于，扼流圈PCC设置在初级侧整流元件Di和平滑电容器Ci而不是功率因数改进电感器Lo之间。此外，换流变压器PIT的初级绕组N1连接到初级侧整流元件Di的输出侧。这种结构没有采用第一实施例中必需的功率因数改进电感器Lo，从而减少了部件数量。
具体而言，根据第三实施例的开关电源电路包括整流平滑部分、转换器部分以及功率因数改进部分。该整流平滑部分将来自交流电源AC的输入交流功率转换成初级侧直流功率。转换器部分将来自该整流平滑部分的该初级侧直流功率转换成交流功率，并且还将该交流功率转换成二次侧直流功率。该功率因数改进部分改进了功率因数。整流平滑部分包括初级侧整流元件Di和平滑电容器Ci，其中该初级侧整流元件被供以来自交流电源AC的输入交流功率，并且对该输入交流功率进行整流。转换器部分包括扼流圈PCC；换流变压器PIT；开关元件Q1；振荡驱动电路2；控制电路1；初级侧第一串联谐振电路；初级侧第二串联谐振电路；以及有源箝位电路。扼流圈PCC被供以来自平滑电容器Ci的初级侧直流功率。换流变压器PIT具有初级绕组N1和二次绕组N2，该初级绕组从扼流圈PCC供电，而二次绕组N2磁性松散地耦合到初级绕组N1。开关元件Q1将该交流功率供给到初级绕组N1。振荡驱动电路2开关驱动开关元件Q1。控制电路1向振荡驱动电路2供给控制信号，以便将二次侧整流元件Do和形成连接到二次绕组N2的二次侧整流电路的平滑电容器Co输出的二次侧直流输出电压Eo的值控制为预定值。该初级侧第一串联谐振电路的初级侧第一串联谐振频率由扼流圈PCC所具有的电感L3和初级侧串联谐振电容器C2决定。初级侧第二串联谐振电路的初级侧第二串联谐振频率由在初级绕组N1上产生的漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C2来决定。初级侧第一串联谐振频率设置成初级侧第二串联谐振频率的大致两倍。有源箝位电路对施加到开关元件Q1的电压实施箝位。有源箝位电路是电压箝位电容器Cc和辅助开关元件Q2的串联电路。在这种情况下，辅助开关元件Q2和开关元件Q1互补导通。为了功率因数改进部分经初级侧整流元件Di(快速整流元件)从交流电源流过对应于初级侧串联谐振电容器C2中产生的电压的电流，则上述初级侧整流元件Di由快速整流元件形成。
下面，将描述第三实施例不同于第一实施例和第二实施例的特征部件，并且将省略对和第一实施例和第二实施例相同的类似部件的赘述。
首先描述初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路。初级侧第一串联谐振电路形成的电流路径为从扼流圈PCC开始，经平滑电容器Ci和接地点，到初级侧串联谐振电容器C2。初级侧第二串联谐振电路形成沿一个方向的电流路径从初级侧串联谐振电容器C2开始，经初级绕组N1和开关元件Q1的漏极和源极，到接地点。初级侧第二串联谐振电路形成沿另一个方向的电流路径从初级侧谐振电容器C2，经体二极管DD1，到初级绕组N1。
流过用于功率因数改进的功率因数改进部分的电流是流过初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路的谐振电流的一部分，该部分叠加到电流I1上。也就是，通过将初级侧串联谐振电容器C2连接到初级侧整流元件Di，从交流电源AC经两个快速整流元件的阳极和阴极流过的谐振电流对应于初级侧串联谐振电容器C2中产生的谐振电压。将用于功率因数改进的谐振电流和通过整流来自交流电源AC的市电交流功率获得的电流相加在一起，所产生的电流作为电流I1。
也就是，当不设置功率因数改进部分时，电流I1的波形呈在电压V2峰值附近流动的脉冲形状。然而，对应于初级侧串联谐振电容器C2中产生的谐振电压的谐振电流还通过电压V2峰值附近外部，从而增加了导通角。因此，在本实施例中，初级侧串联谐振电容器C2中产生的谐振电压经扼流圈PCC反馈到平滑电容器Ci，从而形成电压反馈型功率因数改进部分。
下面将描述第三实施例中部件的具体常数。二次侧直流输出电压Eo为175伏。开关元件Q1的周期TOFF根据负载功率Po的变化而变，开关元件Q1的周期TON随负载功率Po的减小和交流输入电压VAC的增加而减小，而二次侧直流输出电压Eo的值通过增加开关频率而保持恒定。
换流变压器PIT的铁氧体材料为EER-35。换流变压器PIT的间隙为1.2毫米。换流变压器PIT的耦合系数为0.82。初级绕组N1的转数为45T(转数)。二次绕组N2的转数为30T(转数)。控制绕组Ng的转数为1T(转数)。
初级侧并联谐振电容器Cr的值为1000pF。初级侧串联谐振电容器C2的值为0.1μF。电压箝位电容器Cc的值为0.1μF。二次侧串联谐振电容器C4的值为0.056μF。滤波电容器CN的值为1μF。
扼流圈PCC和功率因数改进电感器Lo能够采用和换流变压器PIT基本相同的结构。扼流圈PCC的电感L3的值为82μH。
采用满足3A/600V耐压规格的整流元件作为初级侧整流元件Di。采用满足5A/200V耐压规格的整流元件作为二次侧整流元件Do。它们都是通过快速整流元件形成的。
第三实施例中主要部件的波形和图3和图4中所示的基本相同，因此将不再赘述。图8示出直流输入电压Ei、功率因数PF、从AC功率到DC功率的功率转换效率ηAC→DC以及开关元件Q1的导通周期TON和关断周期TOFF之间的比值TON/TOFF在交流输入电压VAC为100伏或230伏的输入电压值条件下相对于负载功率Po的值为0瓦(无负载)至300瓦范围内的负载变化的示图。实线表示交流输入电压VAC的值为100伏的特征。虚线表示交流输入电压VAC的值为230伏时的特征。
引入图8所示的一部分表征特征，例如，当交流输入电压VAC的值为100伏时，300瓦的负载功率Po下功率因数PF的值为0.995，而75瓦的负载功率Po下功率因数PF的值为0.86，这些值表示高功率因数。当交流输入电压VAC的值为100伏时，300瓦的负载功率Po下功率转换效率ηAC→DC的值高达89.7％。在负载功率Po处于300瓦至0瓦的范围内，直流输入电压Ei的值为158伏至167伏。
当交流输入电压VAC的值为230伏时，300瓦的负载功率Po下功率因数PF的值为0.945，而75瓦的负载功率Po下功率因数PF的值为0.77，这些值表示高功率因数。当交流输入电压VAC的值为230伏时，300瓦的负载功率Po下功率转换效率ηAC→DC的值高达91.7％。在负载功率Po处于300瓦至0瓦的范围内，直流输入电压Ei的值为360伏至375伏。在交流输入电压VAC的值为100伏和230伏的两种情况下，功率因数的上述值超过作为在IEC 61000-3-2中限定的D级标准值的功率因数0.75。
和图22中的背景技术所示的开关电源电路相比，根据本实施例的这种开关电源电路具有改进的功率转换效率ηAC→DC。此外，在根据本实施例的开关电源电路中，不需要采用有源滤波器，从而减少了电路组成部件的数量。也就是，从参照图22所述的内容来看，有源滤波器通过许多部件形成，包括开关元件Q103、用于驱动开关元件Q103的功率因数和输出电压控制IC120、等等。另一方面，根据本实施例的开关电源电路具有滤波电容器CN和作为初级侧整流元件Di的快速整流元件，它们这些附加部件是改进功率因数所需的，因此，和有源滤波器相比，根据本实施例的开关电源电路具有的部件数量非常少。因此，和图22所示的电路相比，作为具有功率因数改进功能的电源电路，根据本实施例的开关电源电路的成本能够大大降低。此外，由于部件数量大大减小，所以能够有效减小电路板的尺寸和重量。在这种情况下，扼流圈PCC的电感是82μH的低值。因此能够减小装置尺寸和重量。
此外，在根据本实施例的开关电源电路中，复合谐振转换器部分和功率因数改进部分的操作是所谓的软开关操作，因此，开关噪声电平比图22所示的利用有源滤波器的电路大大降低。尤其是，因为输入到E级开关转换器的电流输入可以接近直流，所以开关噪声的电平可以变得非常低。
而且，根据本实施例的开关电路具有初级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路，以及二次侧串联谐振电路。因此，二次侧直流输出电压Eo可以通过非常微弱的频率变化而保持在预定电压电平，并且能够容易地设计噪声滤波器。因此，在由一个共模扼流圈CMC和两个跨接电容器CL构成的一级内的噪声滤波器足以满足电源干涉标准。此外，通过单个滤波电容器CN，可以对整流输出线的共模噪声进行充分的测量。
而且，二次侧的整流器二极管Do1至Do4等等和开关元件Q1同步操作。因此，不会发生像图22的电源电路那样在有源滤波器侧和下一级的开关转换器之间发生接地电位干涉的现象，并且接地电位得以稳定，不论开关频率变化如何。
而且，和没有设置有源箝位电路的情况相比，通过使用有源箝位电路，可以减小导通周期TON和关断周期TOFF之间的比值TON/TOFF的变化范围。而且，可以降低开关元件Q1的耐压，扩大ZVS范围，以及实现所谓的范围拓宽，这样可以使交流输入电压VAC的值的宽范围从85伏至264伏。
(第四实施例)在根据图9所示的第四实施例的开关电源电路中，和第三实施例相同的部件采用相同的附图标记来表示，并且将省略对其的赘述。如同第二实施例那样，采用慢速整流元件作为初级侧整流元件Di，以及通过快速整流元件D1使得谐振电流沿一个方向流动。如同第三实施例那样，采用扼流圈PCC代替功率因数改进电感器Lo。第四实施例和第三实施例的不同之处在于，转换器部分的初级侧第一串联谐振电路的电流路径由扼流圈PCC和初级侧串联谐振电容器C2形成，初级侧第二串联谐振电路的沿一个方向的电流路径是这样的路径从平滑电容器Ci，经初级侧串联谐振电容器C2，到初级绕组N1，然后从开关元件Q1的漏极到源极，以及初级侧第二串联谐振电路的沿另一个方向的电流路径是这样的路径从开关元件Q1的体二极管DD1，经初级绕组N1和初级侧串联谐振电容器C2，到平滑电容器Ci。功率因数改进部分采用慢速整流元件作为初级侧整流元件Di，以及快速整流元件D1连接到初级侧整流元件Di的输出侧，从而从交流电源AC经快速整流元件D1通过对应于初级侧串联谐振电容器C2中产生的电压的电流。
第四实施例中的转换器部分和第一至第三实施例相同，其中以初级侧第一串联谐振电路的谐振频率来执行ZVS操作，该初级侧第一串联谐振电路的谐振频率设置成初级侧第二串联谐振电路的谐振频率的大致两倍。
(第五实施例)在根据图10所示的第五实施例的开关电源电路中，和图7所示的第三实施例相同的部件采用相同的附图标记来表示，并且将省略对其的赘述。根据第五实施例的开关电源电路是第三实施例的一种变型。第五实施例和第三实施例的不同之处在于，转换器部分采用具有相互磁性松散耦合的扼流圈初级绕组NC1和扼流圈二次绕组NC2的扼流圈变压器VFT，而不是像第三实施例中采用的扼流圈PCC，以及扼流圈PCC的功能通过扼流圈初级绕组NC1上产生的漏电感L3来执行。至于功率因数改进部分，对应于功率因数改进部分的初级侧串联谐振电容器C2中产生的电压的电流流过扼流圈变压器VFT的扼流圈二次绕组NC2。
具体而言，根据第五实施例的开关电源电路包括整流平滑部分、转换器部分以及功率因数改进部分。该整流平滑部分将来自交流电源AC的输入交流功率转换成初级侧直流功率。转换器部分将来自该整流平滑部分的该初级侧直流功率转换成交流功率，并且还将该交流功率转换成二次侧直流功率。该功率因数改进部分改进功率因数。整流平滑部分包括初级侧整流元件Di和平滑电容器Ci，其中该初级侧整流元件被供以来自该交流电源AC的输入交流功率，并且对该输入交流功率进行整流。转换器部分包括扼流圈初级绕组NC1；换流变压器PIT；振荡驱动电路2；控制电路1；初级侧第一串联谐振电路；初级侧第二串联谐振电路；以及有源箝位电路。扼流圈变压器VFT的扼流圈初级绕组NC1被供以来自平滑电容器Ci的初级侧直流功率。换流变压器PIT具有初级绕组N1和二次绕组N2，该初级绕组从扼流圈初级绕组NC1供电，而二次绕组N2磁性松散地耦合到初级绕组N1。开关元件Q1将该交流功率供给到初级绕组N1。振荡驱动电路2开关驱动开关元件Q1。控制电路1向振荡驱动电路2供给控制信号，以便将由形成连接到二次绕组N2的二次侧整流电路的二次侧整流元件Do和平滑电容器Co输出的二次侧直流输出电压Eo的值控制为预定值。该初级侧第一串联谐振电路的初级侧第一串联谐振频率由扼流圈初级绕组NC1上产生的电感L3和初级侧串联谐振电容器C2决定。初级侧第二串联谐振电路的初级侧第二串联谐振频率由在初级绕组N1上产生的漏电感L1和初级侧串联谐振电容器C2来决定。初级侧第一串联谐振频率设置成初级侧第二串联谐振频率的大致两倍。有源箝位电路对施加到开关元件Q1的电压实施箝位。有源箝位电路是电压箝位电容器Cc和辅助开关元件Q2的串联电路。在这种情况下，辅助开关元件Q2和开关元件Q1互补导通。为了功率因数改进部分经初级侧整流元件Di(快速整流元件)从交流电源流过对应于初级侧串联谐振电容器C2中产生的电压的电流，则上述初级侧整流元件Di由快速整流元件形成。初级侧串联谐振电容器C2中产生的电压被施加到扼流圈初级绕组NC1，在扼流圈二次绕组NC2中产生和初级侧串联谐振电容器C2中产生的电压类似的电压。初级侧串联谐振电容器C2中产生的电压对应的电流从交流电源流过。顺便提及，初级侧并联谐振电路的频率是初级侧第一串联谐振频率的大致两倍。
下面，将描述第五实施例的特征部件，这些特征部件不同于第一至第四实施例，并且将省略对和第一至第四实施例相同的类似部件的赘述。
首先描述初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路。初级侧第一串联谐振电路形成的电流路径为从扼流圈初级绕组NC1中产生的漏电感L3开始，经平滑电容器Ci和接地点，到初级侧串联谐振电容器C2。初级侧第二串联谐振电路形成沿一个方向的电流路径从初级侧串联谐振电容器C2开始，到初级绕组N1，然后从开关元件Q1的漏极到源极，到接地点。初级侧第二串联谐振电路形成沿另一个方向的电流路径从初级侧谐振电容器C2，经体二极管DD1，到初级绕组N1。
扼流圈变压器VFT具有和图2所示的换流变压器PIT基本相同的结构。扼流圈变压器VFT具有扼流圈初级绕组NC1和扼流圈二次绕组NC2，它们彼此磁性松散地耦合。从而扼流圈初级绕组NC1能够产生漏电感L3。此外，扼流圈二次绕组NC2产生漏电感L3′。扼流圈初级绕组NC1和扼流圈二次绕组NC2中产生的电压比等于扼流圈初级绕组NC1和扼流圈二次绕组NC2的各自转数比。通过采用具有这种结构的扼流圈变压器VFT以及最优化转数比，可以单独地调节初级侧第一串联谐振频率和对应于初级侧串联谐振电容器C2中产生的电压的电流，以及最优化初级侧第一串联谐振频率和该电流中的每一个，其中该电流作为流过功率因数改进部分的电流。
流过用于功率因数改进的功率因数改进部分的电流是流过初级侧第一串联谐振电路和初级侧第二串联谐振电路的谐振电流的一部分，该部分叠加到电流I1上。也就是，通过将初级侧串联谐振电容器C2连接到扼流圈初级绕组NC1以及将扼流圈二次绕组NC2连接到初级侧整流元件Di，从交流电源AC经两个快速整流元件的阳极和阴极流过对应于初级侧串联谐振电容器C2中产生的谐振电压的谐振电流。将用于功率因数改进的谐振电流和通过整流来自交流电源AC的市电交流功率获得的电流相加在一起，所产生的电流作为电流I1。
也就是，当不设置功率因数改进部分时，电流I1的波形呈在电压V2峰值附近流动的脉冲形状。然而，对应于初级侧串联谐振电容器C2中产生的谐振电压的谐振电流还通过电压V2峰值附近外部，从而增加了导通角。另一方面，将来自平滑电容器Ci的初级侧直流功率经扼流圈初级绕组NC1而供给到换流变压器PIT的初级绕组N1。因此，在本实施例中，初级侧串联谐振电容器C2中产生的谐振电压经扼流圈变压器VFT的扼流圈二次绕组NC2而反馈到平滑电容器Ci，从而形成电压反馈型功率因数改进部分。
下面将描述第五实施例中部件的具体常数。二次侧直流输出电压Eo为175伏。开关元件Q1的周期TOFF根据负载功率Po的变化而变，开关元件Q1的周期TON随负载功率Po的减小和交流输入电压VAC的增加而减小，而二次侧直流输出电压Eo的值通过增加开关频率而保持恒定。
换流变压器PIT的铁氧体材料为EFR-35。换流变压器PIT的间隙为1.2毫米。换流变压器PIT的耦合系数为0.82。初级绕组N1设为45T。二次绕组N2设为30T。初级侧并联谐振电容器Cr的值为6800pF。初级侧串联谐振电容器C2的值为0.1μF。电压箝位电容器Cc的值为0.1μF。二次侧串联谐振电容器C4的值为0.056μF。滤波电容器CN的值为1μF。扼流圈初级绕组NC1上产生的漏电感L3的值为82μH。扼流圈二次绕组NC2上产生的漏电感L3′的值为82μH。初级侧整流元件Di的规格采用3A/600V规格。二次侧整流元件Do的规格采用5A/200V的规格。初级侧整流元件Di和二次侧整流元件Do都是快速整流元件。
第五实施例中主要部件的波形和图3和图4中所示的基本相同，因此将不再赘述。图11示出直流输入电压Ei、功率因数PF、从交流输入功率到直流输出功率的功率转换效率ηAC→DC以及开关元件Q1的导通周期TON和关断周期TOFF之间的比值TON/TOFF在交流输入电压VAC为100伏或230伏的输入电压值的条件下相对于在负载功率Po的值为0瓦(无负载)至300瓦范围内的负载变化的示图。实线表示交流输入电压VAC的值为100伏的特征。虚线表示交流输入电压VAC的值为230伏时的特征。
引入图11所示的一部分表征特征，例如，当交流输入电压VAC的值为100伏时，300瓦的负载功率Po下功率因数PF的值为0.990，而75瓦的负载功率Po下功率因数PF的值为0.84，这些值表示高功率因数。当交流输入电压VAC的值为100伏时，300瓦的负载功率Po下功率转换效率ηAC→DC的值高达90.1％。在负载功率Po处于300瓦至0瓦的范围内，直流输入电压Ei的值为154伏至176伏。
当交流输入电压VAC的值为230伏时，300瓦的负载功率Po下功率因数PF的值为0.935，而75瓦的负载功率Po下功率因数PF的值为0.76，这些值表示高功率因数。当交流输入电压VAC的值为230伏时，300瓦的负载功率Po下功率转换效率ηAC→DC的值高达92.1％。在负载功率Po处于300瓦至0瓦的范围内，直流输入电压Ei的值为356伏至376伏。在交流输入电压VAC的值为100伏和230伏的两种情况下，功率因数的上述值超过作为在IEC 61000-3-2中限定的D级标准值的功率因数0.75。
和图22中的背景技术所示的开关电源电路相比，根据本实施例的这种开关电源电路具有改进的功率转换效率ηAC→DC。此外，在根据本实施例的开关电源电路中，不需要采用有源滤波器，从而减少了电路组成部件的数量。也就是，从参照图22所述的内容来看，有源滤波器通过许多部件形成，包括开关元件Q103、用于驱动开关元件Q103的功率因数和输出电压控制IC120、等等。另一方面，根据本实施例的开关电源电路具有滤波电容器CN和作为初级侧整流元件Di的快速整流元件，以及扼流圈变压器VFT而不是扼流圈PCC，它们这些附加部件是改进功率因数所需的。因此，和有源滤波器相比，根据本实施例的开关电源电路具有的部件数量非常少。因此，和图22所示的电路相比，作为具有功率因数改进功能的电源电路，根据本实施例的开关电源电路的成本能够大大降低。此外，由于部件数量大大减小，所以能够有效减小电路板的尺寸和重量。
在这种情况下，扼流圈初级绕组NC1中产生的漏电感L3是82μH的低值。而且，它仅具有一个开关元件Q1作为开关元件。因此能够减小装置尺寸和重量。而且，可以最优化功率因数改进部分(使得功率因数接近1)，同时，通过调节扼流圈变压器VFT的扼流圈初级绕组NC1和扼流圈二次绕组NC2之间的比值，使得漏电感L3的值为最优值(使得初级侧第一串联谐振频率为初级侧第二串联谐振频率的漏电感L3的值)。
此外，在根据本实施例的开关电源电路中，复合谐振转换器部分和功率因数改进部分的操作是所谓的软开关操作，因此，开关噪声电平比图22所示的利用有源滤波器的电路大大降低。尤其是，因为输入到E级开关转换器的电流输入可以接近直流，所以开关噪声的电平可以变得非常低。
而且，根据本实施例的开关电路具有初级侧串联谐振电路和初级侧并联谐振电路，以及二次侧串联谐振电路。因此，二次侧直流输出电压Eo可以通过非常微弱的频率变化而保持在预定电压电平，并且能够容易地设计噪声滤波器。因此，在由一个共模扼流圈CMC和两个跨接电容器CL构成的一级内的噪声滤波器足以满足电源干涉标准。此外，通过单个滤波器电容器CN，可以对整流输出线的共模噪声进行充分的测量。
而且，二次侧的整流器二极管Do1至Do4等等和开关元件Q1同步操作。因此，不会发生像图22的电源电路那样在有源滤波器侧和下一级的开关转换器之间发生接地电位干涉的现象，并且接地电位得以稳定，不论开关频率变化如何。
而且，和没有设置有源箝位电路的情况相比，通过使用有源箝位电路，可以减小导通周期TON和关断周期TOFF之间的比值TON/TOFF的变化范围。而且，可以降低开关元件Q1的耐压，扩大ZVS范围，以及实现所谓的范围拓宽，这样可以使交流输入电压VAC的值的宽范围从85伏至264伏。
(第六实施例)在根据图12所示的第六实施例的开关电源电路中，和第五实施例相同的部件采用相同的附图标记来表示，并且将省略对其的赘述。根据第六实施例的开关电源电路采用和第五实施例许多相同结构的部件。第六实施例和第五实施例的不同之处在于，转换器部分的初级侧第一串联谐振电路的电流路径通过扼流圈初级绕组NC1和初级侧串联谐振电容器C2来形成，初级侧第二串联谐振电路的沿一个方向的电流路径是这样的电流路径从平滑电容器Ci，经初级侧串联谐振电容器C2，到初级绕组N1，然后从开关元件Q1的漏极到源极，初级侧第二串联谐振电路的沿另一个方向的电流路径是这样的路径从开关元件Q1的体二极管DD1，经初级绕组N1和初级侧串联谐振电容器C2，到平滑电容器Ci。功率因数改进部分采用慢速整流元件作为初级侧整流元件Di，并且快速整流元件D1连接到初级侧整流元件Di的输出侧，从而对应于初级侧串联谐振电容器C2中产生的电压的电流经快速整流元件D1从交流电源AC通过。
第六实施例中的转换器部分和第一至第五实施例相同，其中以初级侧第一串联谐振电路的谐振频率来执行ZVS操作，该初级侧第一串联谐振电路的谐振频率设置成初级侧第二串联谐振电路的谐振频率的大致两倍。第六实施例中的功率因数改进部分和第四实施例相同，其中对应于初级侧串联谐振电容器C2中产生的电压的电流经快速整流元件D1从交流电源AC通过。
(二次侧电路的变型示例)图13至17示出二次侧电路的变型示例，该二次侧电路在根据第一至第六实施例的开关电源电路中是可替换的。
图13所示的二次侧整流器电路形成电压倍增器全波整流器电路。具体而言，二次绕组具有分成两部分的中心抽头，也就是，这两部分为二次绕组部分N2A和二次绕组部分N2B，它们以中心抽头为界。对二次绕组部分N2A和二次绕组部分N2B设置相同的转数。二次绕组N2的中心抽头连接到二次侧接地端。二次侧串联谐振电容器C4A串联连接到二次绕组N2的二次绕组部分N2A侧上的接线端部分。具有和二次侧串联谐振电容器C4A相同电容的二次侧串联谐振电容器C4B串联连接到二次绕组N2的二次绕组部分N2B侧上的接线端部分。从而，二次绕组部分N2A的漏电感部分和二次侧串联谐振电容器C4A的电容形成第一二次侧串联谐振电路，二次绕组部分N2B的漏电感部分和二次侧串联谐振电容器C4B的电容形成第二二次侧串联谐振电路，它和第一二次侧串联谐振电路的谐振频率基本相同。
二次绕组N2的二次绕组部分N2A侧上的接线端部分经二次侧串联谐振电容器C4A的串联连接而连接到整流二极管Do1的阳极和整流二极管Do2的阴极之间的连接点。此外，二次绕组N2的二次绕组部分N2B侧上的接线端部分经二次侧串联谐振电容器C4B的串联连接而连接到整流二极管Do3的阳极和整流二极管Do4的阴极之间的连接点。整流二极管Do1和整流二极管Do3的各自阴极连接到平滑电容器Co的正极端。平滑电容器Co的负极端连接到二次侧接地端。整流二极管Do2和整流二极管Do4各自的阳极之间的连接点连接到二次侧接地端。
因此，二次绕组部分N2A、二次侧串联谐振电容器C4A、整流二极管Do1、整流二极管Do2和平滑电容器Co形成包括第一二次侧串联谐振电路的第一电压倍增器全波整流器电路。二次绕组部分N2B、二次侧串联谐振电容器C4B、整流二极管Do1、整流二极管Do2和平滑电容器Co形成包括第二二次侧串联谐振电路的第二电压倍增器全波整流器电路。因此平滑电容器Co利用整流电流来充电，该整流电流的电位通过在半周期内将二次绕组部分N2B内感应的电压叠加到二次侧串联谐振电容器C4B两端的电压而获得，其中在该半周期内二次绕组N2的交流电压是单极性。平滑电容器Co利用整流电流来充电，该整流电流的电位通过在半周期内将二次绕组部分N2A内感应的电压叠加到二次侧串联谐振电容器C4A两端的电压而获得，其中在该半周期内二次绕组N2的交流电压是另一种极性。从而二次侧直流输出电压Eo形成为平滑电容器Co两端的电压，其中二次侧直流输出电压Eo的电平对应于二次绕组部分N2A和二次绕组部分N2B中感应的电压电平的两倍。也就是，形成电压倍增器全波整流器电路。
图14所示的二次侧整流器电路形成电压倍增器全波整流器电路。具体而言，二次绕组N2的漏电感部分和二次侧串联谐振电容器C4的电容形成二次侧串联谐振电路。二次绕组N2中产生的一个极性的电压经整流二极管Do2对二次侧串联谐振电容器C4进行充电，另一极性的电压经整流二极管Do1对平滑电容器Co进行充电。对二次侧串联谐振电容器C4进行充电的电压和对平滑电容器Co进行充电的电压相加在一起，从而形成对应于二次绕组N2中感应的电压电平的两倍的电平。也就是，形成电压倍增器半波整流器电路。
图15所示的二次侧整流器电路是全波整流器电路，包括整流二极管Do1至Do4，其中具有由小电容的部分电压谐振电容器C3和二次绕组N2的漏电感部分形成的部分电压谐振电路。当部分电压谐振电容器C3的值增加时，部分电压谐振电容器C3用作并联谐振电容器，二次侧整流器电路结合并联电压谐振电路进行操作，其中该并联电压谐振电路由并联谐振电容器C3和二次绕组N2的漏电感部分形成。
图16所示的二次侧整流器电路是中心抽头全波整流器电路，包括整流二极管Do1和整流二极管Do2，其中具有由部分电压谐振电容器C3和二次绕组部分N2A及二次绕组部分N2B的漏电感部分形成的部分电压谐振电路。当部分电压谐振电容器C3的值增加时，部分电压谐振电容器C3用作并联谐振电容器，二次侧整流器电路结合并联电压谐振电路进行操作，其中该并联电压谐振电路由并联谐振电容器C3和二次绕组N2的漏电感部分形成。
图17所示的二次侧整流器电路是电压倍增器整流器电路，包括整流二极管Do1、整流二极管Do2、平滑电容器CoA和平滑电容器CoB，其中具有由部分电压谐振电容器C3和二次绕组N2上产生的漏电感部分形成的部分电压谐振电路。当部分电压谐振电容器C3的值增加时，部分电压谐振电容器C3用作并联谐振电容器，二次侧整流器电路结合并联电压谐振电路进行操作，其中该并联电压谐振电路由并联谐振电容器C3和二次绕组N2的漏电感部分形成。
顺便提及，这些部分谐振电路在导通和关断整流二极管Do1等部件时发生谐振。
应当注意，虽然根据上述实施例的电源电路的设计具体示例中假设市电交流电源以100伏交流输入电压VAC进行输入，但是本发明的实施例不特别限于该交流输入电压VAC的值。例如，如果设计电源电路用于输入200伏市电交流功率，则通过采用本发明所述的结构可以获得类似的效果。此外，至于初级侧电压谐振转换器的细节的电路形式和包括二次侧串联谐振电路的二次侧整流器电路的结构，例如还可以采用其他的电路形式和其他的结构。而且，作为开关元件，可以选择非MOS-FET的开关元件，例如IGBT(绝缘栅极双极晶体管)和双极晶体管。此外，虽然每个上述实施例采用外部激发的开关转换器，但是本发明的实施例也可应用于开关转换器形成为自激开关转换器的情况。
本领域技术人员将会理解，根据设计需要和其他因素，可以进行多种变型、组合、子组合和变换，它们都处于权利要求或其等同物的范围之内。
权利要求
1.一种开关电源电路包括整流平滑部分，该整流平滑部分将来自交流电源的交流输入电压转换成初级侧直流电压；转换器部分，该转换器部分将来自该整流平滑部分的该初级侧直流电压转换成交流电压，然后还将该交流电压转换成二次侧直流电压；以及功率因数改进部分，该功率因数改进部分用于改进功率因数；其中所述整流平滑部分包括用于整流所述交流输入电压的初级侧整流元件和用于平滑来自所述初级侧整流元件的整流输出的平滑电容器，并且供给所述初级侧直流电压，所述转换器部分包括扼流圈，该扼流圈一端连接到所述平滑电容器；换流变压器，该换流变压器在初级侧具有初级绕组，在二次侧具有二次绕组，该初级绕组连接到所述扼流圈的另一端，而该二次绕组磁性松散地耦合到该初级绕组；主开关元件，该主开关元件用于开关切换经所述换流变压器的初级绕组供给的所述初级侧直流电压；振荡驱动电路，该振荡驱动电路用于通断驱动所述主开关元件；初级侧串联谐振电容器，该初级侧串联谐振电容器具有预定电容并且一端连接到所述扼流圈和所述初级绕组之间的连接点，从而初级侧串联谐振电容器串联连接到所述扼流圈和所述初级绕组之一，设置所述预定电容，以使得初级侧第一串联谐振电路的由所述扼流圈的电感和所述预定电容决定的初级侧第一串联谐振频率基本上是初级侧第二串联谐振电路的初级侧第二串联谐振频率的两倍，其中该初级侧第二串联谐振频率由所述初级绕组上发生的漏电感和所述预定电容决定，初级侧并联谐振电容器，初级侧并联谐振电容器具有预定电容并且并联连接到所述主开关元件，设置所述预定电容，以使得由所述扼流圈的电感、所述初级绕组上发生的漏电感以及所述预定电容决定的初级侧并联谐振频率基本上是初级侧第一串联谐振频率的两倍，以及有源箝位电路，该有源箝位电路包括电压箝位电容器和串联连接到该电压箝位电容器的辅助开关元件，该辅助开关元件和主开关元件互补地导通和断开，从而箝位施加到主开关元件的电压，以及所述功率因数改进部分经所述初级侧整流元件添加和导通对应于初级侧串联谐振电容器中产生的电压的电流到所述平滑电容器。
2.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中该功率因数改进部分具有连接在所述初级侧整流元件和所述平滑电容器之间的电感器，而所述初级侧串联谐振电容器的另一端连接到所述电感器和所述初级侧整流元件之间的连接点。
3.根据权利要求2所述的开关电源电路，其中所述扼流圈用作所述电感器。
4.根据权利要求2所述的开关电源电路，其中所述扼流圈形成为在扼流圈变压器的初级绕组上发生的漏电感，该扼流圈变压器具有初级绕组和二次绕组，它们磁性松散地相互耦合，以及对应于初级侧串联谐振电容器中产生的电压的电流流经扼流圈变压器的二次绕组。
5.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中所述初级侧整流元件通过快速整流元件形成，该快速整流元件的开关速度响应于流过该初级侧第一串联谐振电路和该初级侧第二串联谐振电路的电流频率。
6.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中所述初级侧整流元件通过慢速整流元件形成，该慢速整流元件的开关速度响应于来自所述交流电源的输入交流功率的频率，以及开关速度响应于流过所述初级侧第一串联谐振电路和所述初级侧第二串联谐振电路的电流频率的快速整流元件串联连接到所述慢速整流元件的输出侧。
7.根据权利要求1所述的开关电源电路，其中连接到所述换流变压器的所述二次绕组的二次侧整流器电路具有二次侧谐振电容器，该二次侧谐振电容器具有预定电容，以及形成二次侧谐振电路，该二次侧谐振电路的谐振频率由所述二次绕组上产生的漏电感和所述预定电容来决定。
8.根据权利要求7所述的开关电源电路，其中所述二次侧谐振电容器是串联连接到所述换流变压器的二次绕组的串联谐振电容器，并且和所述二次绕组上产生的漏电感一起形成二次侧串联谐振电路。
9.根据权利要求7所述的开关电源电路，其中所述二次侧谐振电容器是并联连接到所述换流变压器的二次绕组的部分电压谐振电容器，并且和所述二次绕组上产生的漏电感一起形成二次侧部分电压谐振电路。
全文摘要
本发明公开了一种开关电源电路，包括整流平滑部分、转换器部分以及功率因数改进部分。该整流平滑部分包括初级侧整流元件和平滑电容器。该转换器部分包括扼流圈；换流变压器；主开关元件；振荡驱动电路；初级侧串联谐振电容器；初级侧并联谐振电容器；以及有源箝位电路。该功率因数改进部分经初级侧整流元件而添加和导通对应于初级侧串联谐振电容器中产生的电压的电流到平滑电容器。
文档编号H02M7/48GK101039080SQ200710100700
公开日2007年9月19日 申请日期2007年3月13日 优先权日2006年3月13日
发明者安村昌之 申请人:索尼株式会社