专利名称：高频调制/解调多相整流装置的利记博彩app
高频调制/解调多相整流装置技术领域在此申请的发明涉及到这样的高频调制/解调多相整流装置，它能 减少流向交流电源侧的高频电流与高频噪声，同时能实现小型轻量化 与高效率化。
背景技术：
一般，在把数KW以上的交流电功率变换为直流电功率的整流装 置中，以及于其中附加DC-AC逆变器、DC-DC变换器等用作为旋转 设备或各种工业装置的动力源的典型变换装置中，都存在有三相全波 整流电路。近年来，由这类电功率电子设备发生的高次谐波电流通过配电线 路而给其他电力设备带来干扰等问题，已为全球公认，在各政府机关 的主导下，也将IEC (国际电气标准会议)的标准作为指导。图1例示了典型的三相全波整流电路在有电阻负载时的交流输入 电流波形以及所含的高次谐波分量与总谐波失真(THD)，而当增加 电容性负载时则这种失真值会更大。为了消除这种电源的公害，近十余年来已公布了无源型、有源型 以及复合型等超过20种的各种结构法，但从成本、过载能力、小型轻 量化、效率、高谐波失真、高频噪声(辐射电磁波)、装置寿命(MTBF) 等观点考虑，则各有优缺点。图2例示以往的高功率因数整流电路。图2- (1)至图2- (3)即 所谓无源型的整流电路，是由变压器将低频交流电压作多相变换、整 流。这类无源形的整流电路原理上不会发生开关噪声，与最近谈论得 多的电力通信相比，它的配合性良好、过栽能力与装置寿命等可靠性 高，但相反，从变压器的容积与重量等方面考虑，则难以小型与轻量化。图2-(l)的12相整流电路虽能用于解决简单的高次谐波的问题， 但在纯电阻负载中存在约14。/。的总谐波失真(以下都记为THD)，为 了适合前述的指导原则，必须追加滤波器。此外，需要大致相当于直 流功率1/3功率容量的相位差变压器。最近提出了如图2-(2)中所示的18相整流电路(特开2003-88124 号公报)。此18相整流电路有不到9%的THD，而且9相全波(18脉 沖)用自耦变压器的功率容量与12相用的相比，可减少20%。在此， 通过附加比12相用的较小规模的滤波器，可使THD《3。/。。但即使在 这种情形下，由于使用低频变压器，在10KW直流输出时也需有重 25-40kg和10~15升的容量。图2- (3)中，为了减少图2- (1)的整流电路12相脉沖输出电 压的波动和输入的高次谐波电流，采用了附加输出容量的约5%的辅 助变换器来消除主高次谐波(主要是11次、13次的)方法的整流电 路。这种整流电路将THD改进到约50/。，但主变压器由于是绝缘型， 容积重量都很大。此外，由于限制为高电压用，在用于低压时还存在 需要另外的电路结构等问题。图2- (4)是周知的6脉冲升压型的功率因数改进电路(PFC)。 这种功率因数改进电路中的主电路结构虽已简化，但驱动电路复杂， 需要有相当于直流输出电流值数倍的电流额定值的半导体开关，而且 即使进行电流连续方式的驱动，但对于供电系统，仍需能够过滤严重 噪声的滤波器，可是却难以设计出能对大的电功率确有充分衰减量的 滤波器。当今市场上所用功率因数改进电路虽多数能满足THD在5% 以内的标准，但要用开关方式的功率因数改进电路会产生很高的高频 噪声。图2- (5)是多用于在以三相全波整流电路为主的既有工厂设备 受电端处进行解决高次谐波时的电路。这种电路与图2- (4)的整流 电路相比，由于不负担主直流电流部分，即便有源滤波器的功率容量 小也可， 一看就是合理的，从综合经济方面考虑也是合适的。但在实际的整流器输出侧，由于存在电容性负载和转矩变动大的电功机等，有时会产生大幅度超越电阻负载时约30%的高次谐波的高次谐波，需 要有对应于既有设备的功率容量的有源滤波器。这种情形下的高频噪 音分量比图2- (4)中整流电路的大，因而使装置内噪声滤波器的比 例增大。图2- (6)是能最大限度减少将发生的高频噪声的有源滤波器方 式的代表性例子，直流电流经三相全波整流电路供给，由无源滤波器 消除高次谐波中的5次或7次谐波，而以具有直流输出功率约6%的 功率容量的有源滤波器来消除残余的高次谐波，由此能在有源型功率 因数改进电路中将甚高频噪声至少使THD达到4。/。。除以上所述的AC-DC变换器之外，还发表了电流不连续方式的 简易型与DC-DC变换器的开关共用的经济型等多种多样电路结构， 但它们各有优缺点，实际上应根据制造业者或使用者的使用目的、环 境选择电路方式。据此，在三相输入的高功率因数整流电路的研究课 题之中，最好能实现可同时解决小型轻量化、低噪声、高效率化与低 THD的整流电路。发明内容所申请的本发明正是鉴于前述先有技术的实际情形而提出的，其 目的在于提供可同时实现小型轻量化、低噪声、高效化与低THD的 高频调制/解调多相整流装置。为了实现上述目的，所申请的本发明中，第一提供了这样的高频 调制/解调的多相整流装置，此装置包括用于将三相交流电源输入的 三相交流变换为直流的直接耦合三相全波整流器，以及高次谐波校正 电路，此校正电路具有同该全波整流器并联设置的三组环形调制波功 率发生器与三相复绕组高频多相变换变压器和对应于相数设置的多个 环形调制波解调器兼辅助的三相全波整流器，所述的多相全波整流装 置的特征在于它使上述高次谐波校正电路的直流输出与上述直接耦 合的三相全波整流器的直流输出并联连接，而构成一从三相交流电源侧观察时等效的6n相(n为3 7的整数)的多相全波整流电路。第二，在上述的第一发明中提供的高频调制/解调多相整流装置其 特征还在于使三相复绕組高频多相变换变压器的各相初级侧绕组与 环形调制波功率发生器连接、在次级绕组侧通过主绕组和许多辅助绕 组的组合连接，由此使已环形调制的多相交流输出电压的 一组从多相 输出端发生，再通过使具有对应于这些多相输出端而连接的交流输入 端的多相全波整流器的直流输出与主三相全波整流器输出并联连接， 从而多相全波整流器便兼用作环形调制波解调器和电源高次谐波降低 用辅助三相全波整流器。第三，在上述第一或第二发明中提供的高频调制/解调多相整流装 置其特征还在于使三相复绕组高频多相变换变压器的各相初级侧绕 组与环形调制波功率发生器连接，在次级绕組侧，通过主绕组和许多 辅助绕组的组合件连接，由此使环形调制的多相交流输出电压的 一 组 从多相输出端发生，再使具有对应于这些多相输出端而连接的交流输 入端的多相全波整流器的直流输出供给直接负载，而三相交流电源与 负栽侧则由高频多相变换变压器绝缘，此外，多相全波整流器兼用作 环形调制/解调器和电源高次谐波降低用整流器。第四，在上述第一至第三发明中提供的高频调制/解调多相整流装 置其特征还在于使三相复绕组高频多相变换变压器的各相初级侧绕 组与环形调制波功率发生器连接，次级侧通过主绕组与许多辅助绕组 的组合，使得具有中心抽头的18相或30相的已环形调制的多相交流 输出电压内的一组从多相输出端发生，通过连接上与这些多相端子在 对应的18脉冲或30脉冲的多相半波整流器，将此直流输出提供给负 载，则可在使三相交流电源与负栽绝缘的同时减少电源的高次谐波， 而通过对环形调制波功率发生器进行时间比率控制则可连续地调整直 流输出电压。再有，第五，上述第一至第四发明中提供的高频调制/解调多相整 流装置其特征在于由有源元件构成多相整流电路的主整流电路，另 一方面，由光敏金属氧化物半导体开关与辅助电源构成与主整流电路完全相同的电路配置，通过光敏金属氧化物半导体开关的输出，部分 或全面地实现任意的多相全波/半波整流电路的同步整流。根据所申请的本发明的高频调制/解调多相整流装置，可将输出到交流电源侧的高次谐波电流抑制到约1 2%，可以实现小型、轻量与 高效率。电力设备虽然原本只占各种系统设备的一部分，但在今后系 统中会多采用的数字元件，正在从当前的5V、 3.3V系列经过1，8V系 列，而将来的研制发展目标则是以达到接近1V的理论水平高速工作。 未来的电力电子设备虽然正在进行在低压大电流负载下小型化的高效 率化，但与此相平行，高次谐波噪声尽可能小的电力设备还需要有稳 定的系统结构，而所申请的本发明是能够充分回应这一课题的。
图1示明既有的三相全波整流电路中电流波形与高次谐波分量。 图2例示既有的典型高功率因数整流电路。图3示明一般的多相整流电路中的高次谐波分量与滤波器效果以 及变压器的比容量。图4概示本发明第一实施形式的高频调制/解调多相整流装置的结构。图5例示图4中高频调制/解调多相整流装置主要结构元件环形调制波功率发生器的电路。图6示明18脉沖整流时的交流输入电流波形与环形调制波形。 图7对提高了时间比率的本发明的方式与通常的PWM控制波形及其脉冲分量进行了比较。图8示明合成的18脉冲三相输入电流和主整流电路以及辅助整流电路所分担的各相位与振幅的相对关系。图9说明表明图8中交流输入电流中最大值的15向量图的求法。 图IO示明图8所示交流输入电流与三相各相电流的相对关系。 图11示明于交流输入、直流输出之间将图4中的高频调制/解调多相整流装置绝缘时各部分的电流分布。图12示明构成30相整流电路的本发明第二实施形式的高频调制/ 解调多相整流装置。图13示明30脉沖整流波形中输入滤波器的效果。图14示明低电压、大电流绝缘性的本发明第三实施形式的高频调制/解调多相整流装置。图15示明替代主整流二极管进行同步整流时的驱动电路。
具体实施方式
下面通过实施形式详述本发明为便于说明，首先以图3概括用于低THD、低噪声于低频下进行 多相整流时的总谐波失真(THD )及其主要分量、并串联滤波器容量， 附加滤波器时的THD、多相变换变压器容量、输入输出功率比的关系。 图3表中一项内的THD数值是实测值，它虽然表明比根据付里叶级 数算出的理论值约低10% ，但这是由于配电系统的电源阻抗与装置电 容平衡而改变的，目的在于评价与脉冲数相对的改善程度。当前的多数交流设备，除去测定装置等特殊设备外，所通行的标 准是电压失真系数、电流失真系数都是THD在5%以下，各高次谐波 的单独分量包含率在3%以下。因此，在没有输入滤波器时，为了满 足上述标准，根据图3中表的实测值，需要满足30脉冲以上的多相化， 而在18脉冲、24脉沖时，若是附设图4例示的LC滤波器(2)，可 满足标准要求。另一方面，在6脉冲、12脉冲的情形，若是没有图2-(4)、 (5) 所示的有源型则多不能符合标准，图2- (6)例示为了减少有源形滤 波器用开关的容量而同时使用了无源型滤波器的情形。总之，若仅限于国内、外学术论文上所发表的有关内容上来看， 则相对于包含瞬变现象在内的广范围的负栽电流、负栽功率因数等的 变动，可以推定有源型的实际能力可达约THD4。/。。这样，有源型从 原理上说可以用于脉冲宽度变动大的PWM控制，但在大功率设备中 不能抑制高达30MHz带宽的噪声频谱功率，会有可能影响通信设备与医疗器械等。与此相反，图2- (1)、 (2)所示的无源型从原理上说不能进行高 频开关，而在图2- (3)中虽是部分地进行了开关，但为了实现消除 11次、13次的高次谐波的目的，则可以以直流输出功率的约5%的功 率进行接近固定脉冲相位的控制，因此不会发生有源型那样大的噪声 功率。但相反的是需要图2所示的多相变换用变压器，故难以实现小 型轻量化。本发明的高频调制/解调多相整流装置其显著特征在于，取代图2-(1)、 (2)与(3)之中那种低频变压器，用高频变压器实现输入侧三 相交流的多相化。为此目的，将通信技术中所用的环形调制技术引入 电功率领域。具体地说，将环形调制波电功率加到三相或单相的三个 复绕组高频变压器的初级绕组之上，而将次级侧的主绕组与多个辅助 (笫三级)绕组相连接，通过这种结构对调制波形中所含低频分量进 行多相变换，再将构成解调电路的二极管本身兼用作多相全波整流器。 此外，为使伴随电子化产生的开关噪声最小化，进行基本上不产生停 机时间的开关驱动。这样，与已有的PWM控制开关方式相比，通过 在单侧以接近50%的时间比率驱动各开关，将基本保持交流输入侧电 流的连续性，把高频噪音分量降低数分之一。本发明涉及可保持与有源型PFC同等的小型、轻量化，同时能达 到有源型中难以实现的1 2。/。的THD和减少高频带中噪声功率的高频 调制/解调多相整流装置，具体的实施例如以下所述。图4示明本发明的第一实施形式的高频调制/解调多相整流装置的 结构。此实施形式的整流装置是以18相(脉冲)的整流装置为例，选 择它是由于这在多相变换中的电路规模小，便于说明，但即使是24、 30、 36与42相整流装置，基本原理并不改变。图4中，(1)为串联的电感器，与LC型同次滤波器(2) —起起 到抑制高次谐波的作用。(3)为直接耦合的三相全波整流器，分担全 直流输出电流的1/3。 (4a)、 (4b)与(4c)是环形调制波解调器兼辅 助三相全波整流器，(4a)分担全直流输出电流的1/3， (4b)与(4c)各分担全直流输出电流的1/6。 (5)为通常的直流脉动滤波器，(6)为 保持输入三相交流相位的环形调制波的高频多相变换变压器，(7a)、(7b)与(7c)是图5 (a)、 (c)与(d)中详细例示的环形调制波功 率发生器，各绕组中产生的电压波形成为与匝数比成比例的图(5)-b 中的形状。此外在图5中，(SI) ~ (S8)表示开关。(8a)、 (9a)与(10a)分别为使三相输入R-S相的相位调制电压变压的初级、次级 与第三级绕组，(8b)、 (9b)与(10b)分别为使三相输入S-T相的相 位调制电压变压的初级、次级与第三级绕组，(8e)、 (9c)与(10c) 分别为使三相输入T-R相位调制电压变压的初级、次级与第三级绕组。(11)为前述三组环形调制波功率发生器(7a)、 (7b)与(7c)的选 通驱动电路，(12a)为直流输出+端子，(12b)为直流输出-端子，(13) 为緩冲电容器，通过与环形调制波解调器兼辅助三相全波整流器(4a)、(4b)与(4c)的环形调制波解调二极管组合，构成无损耗緩冲电路。 如上所述，输入交流电功率中，R、 S、 T各相间电压由环形调制 波功率发生器(7a)、 (7b)与(7c) 10KHz以上的固定频率调制，加 到高频率多相变换变压器(6)的初级绕组(8a)、 (8b)与(8c)之上。 通过将高频多相变换变压器(6)的次级绕组(9a)、 (9b)及(9c)同 笫三级绕组(10a)、 (10b)及(10c)例如按图4中所示连接，从(1) 端子(以下为方便起见，图中以圆圏围住的数字概用加括号的数字表 示)到(9)端子处，发生9相低频交流相位下包络调制的环形调制波 形。图6- (b)、 (c)与(d)示明试制装置的波形例，由于无损耗緩 冲效应，高频脉冲中不发生尖峰噪声，输入交流电流波形图6-(a) 也与低频变压器进行多相交流变换时的电流波形无大差别。图5- (a)、 (c)中所示的开关(Sl)、 (S2)虽然是把通常用的 MOS-FET作背面式连接用作双向开关，但也可采用IGBT的背面式 连接的或新近发展的双向IGBT。此外当选通驱动电路(11)的驱动 脉冲宽度作为时间比率50%-(空载时间)固定而不进行脉宽调制时， 则全波整流输出波形如图7- (a)所示，成为高频噪声分量少的电压、电流波形，与进行通常脉宽调制的图7-(b)相比，可以看到噪声分 量降低了数分之一。选通驱动电路(11)使图5- (a)的开关(Sl)、(S2 )、 ( S7 )同时驱动，或在逆相位时同时驱动开关(S3 )、 ( S4 )、 ( S5 ) 与(S6)。这种操作是相对于图4中的环形调制波功率发生器(7a)、(7b)与(7c)的所有程序块以相同的相位驱动，通过使脉冲相位一 致，确保正常工作。图4中的高频调制/解调多相整流装置的整流操作有一定的复杂 性，现用图8与图9进行说明。图8- (c)只以低频分量表现高频多相 变换变压器(6)次级绕组端子间电压与调制波相位的关系。以此18 脉冲相位内为代表，用图8-(b)中粗箭头表示(1)、 (2)、 (3)与(4) 的脉冲相位内变压器次级绕组的电压向量。在其中(3)的相位时的各 相电流，在R相流过(11+13)的电流，在S相流过(10-14-13)的电 流，在T相流过(12+14 )的电流，在变压器的各次级绕组中流过以箭 头的点线所示的Il、 12、 13与I4电流。在此，10表示图4的辅助整 流器的输入电流，其振幅值等于18脉冲整流直流输出，为时间比率 1/18的正、负各l脉冲的交流分量，II、 12、 13与I4是相位(3)期 间流过变压器的各次级绕组的电流值，其值如图8- (a)的表中所示， 易据次级绕线圏间的电压算出。在图8- (b)中箭头(2)的电压向量 时，只调换了I1与I2、 13与14，在此情形下，R1相与T1相的电流 也替换。将以上情形以时间轴表示时为图8- (a)的输入交流电流波形， 图中的(1)、 (2)、 (3)与(4)对应于图8- (b)和图8- (c)的相位 号。图10中为使三相输入各相电流的关系明确化而补加上了前述的相 位关系，此外在(1)、 (4)相位时由环形调制波功率发生器7 (a)、 7(b)与7 (c)、高频多相变换高压器(6)以及环形调制波解调器兼 辅助三相全波整流器4 (a)、 4 (b)与4 (c)构成的高频多相整流器， 阻抗低的直接耦合的三相全波整流器(3 )分担负栽电流。于是在(1 )、(4)区间，上述高频多相整流器的负栽减少，改进了整流装置整体的 效率。相反，由于直接耦合的三相全波整流器(3)的存在，从整流装置整体上观察的输入输出间的绝缘不能确保。图11示明从图4中除去直接耦合三相全波整流器(3)构成18 相整流电路时各部分的电流分布。整流器(4a)兼用作直接耦合三相 全波整流器(3)，负担正负各2脉沖部分(图IO的正、负脉冲IO), 如同图11的元件导通区间那样分担，由此实现输入输出绝缘型高频调 制/解调多相整流装置。此外，本例中Ua)的三相全波电桥负担整体 输出的2/3， (4b)、 (4c)各分担1/6的输出，但这是为了减少高频变 压器的次级侧绕组电容，但即使环形调制波解调器兼辅助三相全波整 流器(4a)、 (4b)与(4c)的各电桥均等地各分担1/3的负载来设计 高频变压器，也不会一点故障都没有的。不过在这种情形下，相对于 同一直流输出，高频变压器的次级侧绕组电容也可增加约20%。下面说明本发明的第二实施形式的高频调制/解调多相整流装置。 本实施形式的整流装置是非绝缘型30相整流装置的例子，图12示明 其电路连接例子。图12中与图4相同的部件附以相同的标号。此实施 形式的整流装置与图4中18相整流装置的不同处在于变压器次级绕组 的多相化(从9相到15相)，以及随之追加的辅助三相整流器(4d) 与(4e),变更了各部分的电流值分配。此外，变压器次级绕组的连接 方法包括以图中的点线所示那种连接方法(此时的次级绕组电容增加 了几个百分点)在内，有2 3中变型，但其取舍选择则是一般周知的 技术。图13示明图2中所示电路的电流波形。图13中的(A)为串联 电抗器(1)、同次滤波器(2) (50Hzx30-1.5KHz下谐振型)都没有 的情形，THD约4。/。，图13中的(B)示明插入3%电压降的串联电 抗器(1)时，THD约2.6%;图13中的(C )示明将相同的串联电 抗器(1)与同次的滤波器(2)合到一起时，已确认可得到1%的THD。 这样的值是过去任何高功率因数的整流电路都难以实现的。由此也显 出本发明的优越之处。此外，这时的三相串联电抗器(1)的容量是直 流输出功率的3.7%,同次滤波器(2)的电抗器的容量是每单相直流 输出功率的1.2%,共振用电容器A连接时约为0.5nF/相/直流输出1KW，在整流装置全体的容积、重量与成本中所占的比重小。再有，在图12的电路中，当除去直接耦合三相全波整流器(3) 时，则与图11的18相整流装置相同，在30相整流装置的整体中，交 流输入与直流输出可由高频多相变换变压器(6)绝缘。此时，直接耦 合的三相全波整流器(3)的输入、输出电流(2/15) 1/21、 (3/15) I 加到三相全波整流器(4a)上，使三相全波整流器(4a)的输入、输 出电流分担部分成为(6/15) 1/21、 (6/15) I。此外，高频多相变换变 压器(6)与环形调制波功率发生器(7a)、 7 (b)与7 (c)的容量除 了倍增(5/4) 1/2以外无变化，具体例子省略。又当输入输出电路绝缘 后，显然可根据高频变压器的初级、次级与第三级绕组比来自由选择 电压比。图14示明12V1000A电平的电源高频降低型整流装置的18脉冲 整流例子。将图5-(d)的电路用于环形调制波功率发生器(7a)、 (7b) 与(7c)，以50%-(空载时间)的时间比率驱动开关(S9)与(SIO)， 虽然开关(S11)与(S12)地有相同的时间比率，但通过周知的相位 差PWM控制，通常能降低环形调制波功率发生器(7a )、 ( 7b )与(7c ) 的电源阻抗，可以进行稳定的作业。此时通过相位差控制，直流输出 虽可有10 100%的变化，但这时需在交流电源侧增设噪声用滤波器。 再有，即使对整流二极管采用肖特基势垒形式时，也能将整体效率保 持到90%以上。对于24脉冲、36脉冲与42脉沖等情形，从原理上说，若将高频 多相变换变压器(6)的次级与第三级绕组组合，再于输出侧增设解调 器兼整流二极管，显然也易实现上述结果，有关这方面例子的说明在 此省略。图15示明取代主整流二极管进行同步整流时的驱动电路，以用于 实现更高的效率。本例中虽然是相对最简单的3相全波情形进行说明， 但从低频到高频的输入电源，进一步对于6、 12、 24、 30、 36与42 相的多相交流电源，在所有的半波、全波整流电路中，通过由光敏金 属氧化物半导体开关构成与主整流元件完全同一形式的辅助整流电路，用光敏金属氧化物半导体开关来驱动配置对应相等的主开关，则 可由简单的电路结构实现同步整流。图中的Q, Q6为主开关，PS广PS6为光敏金属氧化物半导体开关， E广E6为驱动用电源。此外，通过假负载电阻RL调整通过光敏二极管 的电流。通过采取以上的结构， 一般能将肖特基势垒二极管的约0.6V的电 压降减小到0.1V以下，可以改进低压、大电流用整流电路的效率。此 外，从综合经济观点考滤，也可不用全部的整流元件而只用负载电流 大的元件来进行同步整流。再有，由于本发明的装置结构中未用大容量的电解电容器，故可期望有长的使用寿命，而且电源投入时的沖击电流极小。
权利要求
1.一种高频调制/解调的多相整流装置，此装置包括用于将三相交流电源输入的三相交流变换为直流的直接耦合三相全波整流器；以及高次谐波校正电路，此校正电路具有与该全波整流器并联设置的三组环形调制波功率发生器、对应于相数设置的多个环形调制波解调器与辅助的三相全波整流器，所述的多相整流装置的特征在于它使上述高次谐波校正电路的直流输出与上述直接耦合的三相全波整流器的直流输出并联连接，而构成一从三相交流电源侧观察时等效的6n相(n为3～7的整数)的多相全波整流电路。
2. 根据权利要求1所述的高频调制/解调多相整流装置，其特征 在于使三相复绕组高频多相变换变压器的各相初级侧绕组与环形调 制波功率发生器连接、在次级绕组侧通过主绕组和许多辅助绕组的组 合连接，由此使已环形调制的多相交流输出电压的一组从多相输出端 发生，再通过使具有对应于这些多相输出端而连接的交流输入端的多 相全波整流器的直流输出与主三相全波整流器输出并联连接。从而多 相全波整流器便兼用作环形调制波解调器和电源高次谐波降低用辅助 三相全波整流器。
3. 根据权利要求1或2所述的高频调制/解调多相整流装置，其 特征在于使三相复绕组高频多相变换变压器的各相初级侧绕组与环 形调制波功率发生器连接。在次级绕组侧，通过主绕组和许多辅助绕 组的组合连接，由此使环形调制的多相交流输出电压内的 一组从多相 输出端发生，再使具有对应于这些多相输出端而连接的交流输入端的 多相全波整流器的直流输出供给直接负载，而三相交流电源与负载侧 则由高频多相变换变压器绝缘，此外，多相全波整流器兼用作环形调 制波解调器和电源高次谐波降低用辅助三相全波整流器。
4. 根据权利要求1至3任一项中所述的高频调制/解调多相整流 装置，其特征在于使三相复绕组高频多相变换变压器的各相初级侧 绕组与环形调制波功率发生器连接，次级侧通过主绕组与许多辅助绕组的组合，使得具有中心抽头的18相或30相的环形调制的多相交流 输出电压内的一组从多相输出端发生，通过连接上与这些多相端子对 应的18脉沖或30脉冲的多相半波整流器，将此直流输出提供给负栽， 则可在使三相交流电源与负载侧绝缘的同时降低电源的高次谐波，而 通过对环形调制波功率发生器进行时间比率控制则可连续地调整直流 输出电压。
5.根据权利要求1至4任一项中所述的高频调制/解调多相整流 装置，其特征在于由有源元件构成多相整流电路的主整流电路，另 一方面，由光敏金属氧化物半导体开关与辅助电源构成与主整流电路 完全相同的电路配置，通过光敏金属氧化物半导体开关的输出，部分 或全面地实现任意的多相全波/半波整流电路的同步整流。
全文摘要
本发明提供的高频调制/解调的多相整流装置，此装置包括用于将三相交流电源输入的三相交流变换为直流的直接耦合三相全波整流器(3)；以及高次谐波校正电路，此校正电路具有与该全波整流器并联设置的三组环形调制波功率发生器(7a)～(7c)和三相复绕组高频多相变换变压器(6)以及对应于相数设置的多个环形调制波解调器与辅助的三相全波整流器(4a)～(4c)，所述的多相全波整流装置的特征在于它使上述高次谐波校正电路的直流输出与上述直接耦合的三相全波整流器(3)的直流输出并联连接，而构成一个从三相交流电源侧观察时等效的6n相(n为3～7的整数)的多相全波整流电路。由此可以同时实现小型轻量化、低噪声、高效率与低THD。
文档编号H02M7/12GK101331671SQ20068004680
公开日2008年12月24日 申请日期2006年12月11日 优先权日2005年12月12日
发明者本荘龙二, 菅原庸, 铃木康畅 申请人:株式会社千代田