电容器充电方法和装置的利记博彩app

专利名称：电容器充电方法和装置的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及电容器充电电路，并且更具体地涉及用于对照相机闪 光灯的电容器进行充电的方法和装置。
背景技术：
使用传统的开关式电源或变换器电路对电容性负载，例如照相机
闪光灯的电容器充电是公知的。Schenkd等人的发明名称为"Circuits and Techniques for Capacitor Charging Circuits " 的美国专禾ll No.6518733描述了该电路的各种特征。例如，在'733专利中描述了 开关控制方案，其中基于变压器的初级绕组电流和次级绕组电流控制 主变换器开关。具体地，响应于感测的初级绕组电流，控制开关的导 通时间，并且响应于感测的次级绕组电流，控制开关的关断时间。上 面提到的专利还描述了利用比较器从变压器的初级侧感测变换器的 输出电压，以便确定什么时候电容器被充电至期望的电平。由于当开 关关断时出现的电压尖峰不能指示实际的输出电压，因此使用单触发 电路以在开关的每个关断时间的开始的一段时间间隔中禁止比较器 的输出。

发明内容
根据本发明，用于测量具有变压器的电容器充电电路的输出电压 的装置包括滤波器，其耦合至开关以提供滤波后的开关电压信号、以 及比较器，其响应于滤波后的信号和参考电压以提供指示电容器充电 电路的输出电压是否己经达到期望电平的控制信号，其中所述变压器 具有耦合至所述开关的初级绕组、以及次级绕组。
在可选实施例中，测量电容器充电电路的输出电压的装置包括响
应于开关电压和参考电压的比较器、用于感测次级侧的电流值的电流 感测电路、以及耦合至比较器的输出端和电流感测电路的逻辑门。仅 当下面两个条件(a)开关电压超过参考电压；以及(b)次级侧的电流值
达到大约零安培成立时，所述逻辑门才提供指示电容器充电电路的输 出电压己经达到期望电平的控制信号。
根据另一可选实施例，测量电容器充电电路的输出电压的装置包 括响应于开关电压和第一参考电压的第一比较器、耦合至第一比较器 以提供比较器输出信号的延迟形式的延迟元件、以及响应于开关电压 和第二参考电压的第二比较器。同样也提供了逻辑门，该逻辑门具有 耦合至延迟元件的输出端的第一输入端、耦合至第二比较器的输出端
的第二输入端、以及输出端，仅当下面两个条件(a)自开关电压超过第 一参考电压之后，已经出现了延迟；以及(b)第二参考电压超过开关 电压都成立时，才在该输出端提供指示电容器充电电路的输出电压已 经达到期望电平的控制信号。
对于这些布置，电容器充电电路设置有初级侧输出电压感测电 路，其用于产生指示输出电压是否已经达到期望电平的控制信号。有 利地，所述控制信号不受开关关断时在开关电压上出现的电压尖峰的 影响。
还描述了用于对电容器充电并具有变压器的装置，其中变压器具 有耦合至主开关的初级绕组以及经过二极管耦合至所述电容器的次 级绕组。所述装置包括与主开关并联耦合的辅助开关，其在流经电容 器的电流小于预定值时导通，而在电容器电流大于预定值时关断。利 用该配置，减少了二极管的反向恢复时间，由此加快了电容器的充电 速度。


结合下面详细的说明和附图，将更全面地理解本发明的优点和方案。
图1是根据本发明一个方案的具有初级侧输出电压感测电路的 电容器充电电路的示意图1A示出了当输出电压还没有达到期望电平时，与图1的充电 电路相关的几个波形；
图IB示出了当输出电压己经达到期望电平时，与图1的充电电 路相关的几个波形；
图2是图1的电容器充电电路的可选实施例的示意图，该可选实 施例具有可选的初级侧输出电压感测电路；
图2A示出了当输出电压还没有达到期望电平时，与图2的充电 电路相关的几个波形；
图2B示出了当输出电压己经达到期望电平时，与图2的充电电 路相关的几个波形；
图3是图1的电容器充电电路的另一可选实施例的示意图，该另 一可选实施例具有另一个可选的初级侧输出电压感测电路；
图3A示出了当输出电压还没有达到期望电平时，与图3的充电 电路相关的几个波形；
图3B示出了当输出电压已经达到期望电平时，与图3的充电电 路相关的几个波形；
图4是根据本发明另一方案的包括用于感测输出电容器电流的 电路以及响应于所感测的输出电容器电流的开关控制电路的电容器 充电电路示意图5是图4的电容器充电电路的可选实施例的示意图，其中该可 选实施例包括用于感测输出电容器电流的电路以及响应于所感测的 输出电容器电流的可选开关控制电路；
图6是根据本发明又一方案的包括用于减少电容器充电时间的 电容器充电电路的示意图6A示出了与基本类似于图6的充电电路但没有辅助开关的充
电电路相关的几个波形；以及
图6B示出了与具有辅助开关的图6的充电电路相关的几个波形。
具体实施例方式
参照图1，电容器充电电路10包括如图所示耦合的输入电压源
14、具有初级绕组18a和次级绕组18b的变压器18、主开关22、 二 极管24、以及输出电容器26，以向负载30提供功率。该电路10具 有反激拓扑结构。在该示意性实施例中，负载30是照相机闪光灯， 并由此可以将该电路IO称为闪光灯充电器或充电电路。典型的闪光 灯电压需求大约在0至300伏的范围内。在该示意性实施例中，该输 入电压源14例如可以是电池，例如碱性电池、NiMH电池，或锂电 池，以提供大约在1.8至5.0伏范围内的电压。
在工作中，当开关22导通时，能量存储在变压器的初级绕组18a 中。在该时间中，二极管24反向偏置，并且没有电流传递至输出电 容器26。当开关关断时，二极管24变为正向偏置，能量从变压器的 次级绕组18b传送至输出电容器26。
电容器充电电路10包括开关控制电路28，用于产生开关22的 控制信号，该开关22可以是MOSFET器件。该控制信号使得开关导 通和关断，直到电容器26两端的输出电压Vout达到期望的电平，例 如在该示意性实施例中所述期望电平是300伏，优选以自适应速率， 而不是以固定的频率。 一旦输出电压Vout达到期望的电平， 一般就 向照相机用户提供可以激活闪光灯30的指示。当用户激活闪光灯30 时，能量从输出电容器26传送至负载。
幵关控制电路28包括第一比较器32，其具有在节点38耦合至 开关电压Vsw的反向输入端、以及响应于参考电压Vrefl的非反向输 入端。触发器或锁存器36具有比较器32的输出信号所提供的置位输 入。如图所示，第二比较器34具有非反向输入端和响应于参考电压 Vref2的反向输入端，所述非反向输入端耦合至所设置的用于感测初 级绕组电流的电阻器42。比较器34的输出端耦合至锁存器36的复 位输入端。锁存器36的输出端耦合至开关22的栅极。
在工作中，每个开关周期中的导通时间部分由电阻器42所感测 的初级绕组的电流值控制。特别地，当初级绕组的电流达到由参考电 压Vref2所确定的预定值时，比较器34的输出变为高，由此复位锁 存器36并使得开关控制信号变为低以关断开关22。选择参考电压电
平Vref2(实际上，其是用户可选择的)，以便提供特定的输入电流限 制。当开关电压Vsw下降到参考电压Vrefl的电平时，比较器32的 输出变为高，这使得锁存器的输出变为高以导通开关22。
选择提供给比较器32的参考电压Vrefl，以便使得一旦次级电流 变为不连续(即穿过零安培)，则开关22导通，从而使该电路在连续/ 不连续的界限附近工作，由此实现高的反激转换效率。参考电压Vrefl 的电平不与任何特定的次级电流值相关，而选择参考电压Vrefl仅仅 是为了确保比较器32的输出仅在次级电流变为不连续之后跳变。实 际上，当开关电压Vsw达到参考电压Vrefl的电平时所出现的次级电 流值取决于多种因素，这包括变压器的漏电感和寄生电容。
本领域技术人员应该理解，用于控制开关22的各种可选方案都 是可行的。例如，上面提到的美国专利No.6518733描述了一种开关 控制方案，在该开关控制方案中，根据感测的初级绕组的电流来控制 开关的导通时间，而根据感测的次级绕组的电流来控制关断时间。下 面结合图4和5描述另一种可选方案，其中根据初级绕组的电流来控 制导通时间，而根据所感测的输出电容器的电流来控制关断时间。
根据本发明的一个方案，如所期望的，充电器10包括输出电压 感测电路40，其用于从变压器的初级侧感测变换器的输出电压Vout， 以便避免通常与高输出电压电路中的次级侧电压感测相关的高功耗。 输出电压感测电路40包括求和元件50、电阻分压器形式的包括电阻 器54和58的电平转换器、用于在开关22的关断时间内中将电平转 换后的开关电压Vsw平均在一个周期上的电阻器64和电容器62、用 于釆样和保持滤波后的信号的二极管66和电容器70、以及开关74， 它们的耦合关系如图所示。
求和元件50具有耦合至电路节点38的非反向输入端、耦合至输 入电压源Vin的反向输入端、以及耦合至电阻器54的输出端。当开 关22关断时，电阻器54和58的接合点(即电路节点44)处的电压与 输出电压Vout成比例。电路节点44处的电压由电阻器64和电容器 62平均，以便消除当开关22关断时出现在电路节点38处的电压尖 峰的影响。该电压尖峰是变压器的漏电感和开关22的寄生电容所造
成的电流振铃的结果。二极管66和电容器70对电路节点46处的滤 波电压进行采样和保持，以提供DC电压Vsense，该DC电压Vsense 与开关22关断时的输出电压Vout成比例，并且不受开关22关断时 电路节点38处出现的电压尖峰的影响。因此，部件64和62(以及电 容器70)的功能是对节点44处的电压波形进行滤波，以使得精确表示 输出电压Vout的电压Vsense已经消除了漏电感振铃和电压尖峰对开 关电压Vsw所造成的影响。本领域普通技术人员应该理解，电阻器 64可以由电阻器54和58的组合实现。
电压Vsense耦合至用于与参考电压Vref3进行比较的比较器82， 以提供控制信号84，该控制信号84指示输出电压Vout是否已经达到 期望的完全充电电平。控制信号84使锁存器88置位，该锁存器88 的输出端以脉冲形式提供"充电完成"信号Vcd 86，以仅响应于控 制信号84的一个边沿，例如示意的上升沿来指示完全充电的电容器 状态。选择参考电压Vref3，使得当输出电压Vout达到期望电平时， 电压Vsense大于参考电压。
在一个示意性实施例中，当充电完成信号Vcd指示输出电压已 经达到期望电平时，充电器10关断。应该意识到，响应于充电完成 信号Vcd，可以采取其他恰当的动作，例如执行上面提到的美国专利 No.6518733所述的刷新特征。
选择电阻器64以及电容器62和70的值，以将节点44处的经电 平转换后的开关电压平均，以便于至少移除当开关关断时出现的大部 分电压尖峰。选择滤波器部件的值时需要考虑的其他因素例如包括 额定输出电压电平、参考电压Vref3的电平、变压器的匝数比、以及 部件是分立的还是合并在集成电路中(由于在后一种情况中，保持电 容器的值很小是关键的)。在一个示意性实施例中，将达到Vref3的由 电阻器54,58,64以及并联组合的电容器62和70所决定的RC时间周 期选择为在额定开关关断时间的四分之一的数量级上。
取决于比较器82的速度，可以去掉采样和保持二极管66和电容 器70，或者称为峰值充电电路。如果比较器82足够快，那么节点46 处的时变平滑信号可以直接耦合至比较器的输入端。但是，在优选实
施例中，峰值充电元件66和70用作向比较器82的输入端提供DC电 压Vsense，如图所示。
开关74例如可以是MOSFET器件，其例如与电容器70并联耦 合，如图所示。当出现下述条件之一时(1)闪光灯30被激活；或者 (2)输出电压Vout达到期望电平(这由电压Vsense超过参考电压Vref3 而确定)，控制信号78将开关74导通，由此对电容器70放电。
也参照图1A,图1A示出了各种波形，以说明电压感测电路40 在输出电压Vout还没有达到期望电平时的操作。波形44示出了电路 节点44处的电平转换后的开关电压，波形46示出了电路节点46处 的滤波后的电压，波形68示出了节点68处的峰值充电后的电压 Vsense。同时还示出了比电压Vsense 68大的参考电压Vref3，由此指 示输出电压Vout还没有达到期望的电平。这样，比较器82的输出端 的控制信号84保持在逻辑低电平。
同样参照图1B，其示出了与图1A相同的波形。但是这里，输出 电压Vout已经达到了期望的电平，这由时间A处的电压Vsense 68 超过电压Vref3指示。这样，控制信号84在时间A跳变至逻辑高电 平，如图所示。
参照图2，示出了可选的电容器充电电路80，其中相同的附图标 记代表相同的元件。这样，电路80包括输入电压源14、变压器18、 开关22、开关控制电路28(这里为了示意而简单表示)、二极管24、 以及输出电容器26。充电电路80与图1中的充电器10的不同之处 在于电路80包括可选的输出电压感测电路110，利用该输出电压 感测电路110从变压器的初级侧感测变换器的输出电压Vout。
电路80还包括在输出电容器26和地之间串联耦合的电阻器36， 以用于感测通过输出电容器26的电流leap, 132。电阻器36两端的电 压与电容器电流Icap成比例。如将要描述的，对电容器电流Icap进
行感测以为输出电压感测电路110使用。
输出电压感测电路110包括求和元件90和以包括电阻器92和 94的电阻分压器形式实现的电平转换器。求和元件卯具有耦合至电 路节点38的非反向输入端，耦合至输入电压源Vin的反向输入端，
以及耦合至电阻器92的输出端。电阻器92和94的接合点(即节点130) 处的电压与开关22关断时的输出电压Vout成比例。
输出电压感测电路110还包括第一比较器114，其具有耦合至电 阻器92和94的接合点处的节点130的非反向输入端，以及响应于参 考电压Vrefl的反向输入端。比较器114的输出信号134耦合至AND 门118的输入端。比较器114感测输出电压Vout什么时候达到期望 的电平。这样，选择参考电压Vrefl，以使其经由变压器的匝数比和 电阻器(电阻器92和94)的分压比对应于完全充电的期望电容器电压。 在一个示意性实施例中，期望的输出电压是300伏，而参考电压Vrefl 是5伏或Vin。
第二比较器122具有耦合至电流感测电阻器36的反向输入端和 响应于参考电压Vref2的非反向输入端，并且该第二比较器122提供 耦合至AND门118的输入端的输出信号136，如图所示。比较器122 感测电容器电流leap 132什么时候变得非常小，例如大约为其峰值的 10%。为此，参考电压Vref2相对于大地的电势通常等于电阻器36 的电阻乘以几十个毫安，以解决传播延迟或其他非期望的影响。
AND门118的输出信号112提供控制信号，该控制信号指示在 下列两个条件都成立时，输出电压Vout已经达到了期望的电平，其 中所述两个条件是输出电压Vout已经达到了由参考电压Vrefl确定 的期望电压电平；以及输出电容器在给定的开关周期中被完全充电， 其中，给定的开关周期由电阻器36感测的电容器电流变得不连续来 确定。尤其是，仅当比较器114和比较器122的输出都为高时，控制 信号112才为高。控制信号112使锁存器116置位，该锁存器116的 输出端在控制信号112的每个上升沿提供脉冲形式的充电完成信号 Vcd，138，该充电完成信号Vcd,138例如可以用于关闭充电器80。
同时参照图2A，其示出了与电路80相关的几个波形，以说明电 压感测电路110在输出电压Vout还没有达到期望电平时的操作。尤 其是，波形130示出了节点130处的电平转换后的开关电压，而波形 132示出了电容器电流Icap。波形134示出了比较器114的输出信号， 波形136示出了比较器122的输出《言号，而波形112示出了 AND门
118的输出端处的控制信号112。
同时还示出了大于电平转换后的开关电压130的参考电压Vrefl， 一旦当开关22关断时出现的电压尖峰已经消失，由此指示输出电压 Vout还没有达到期望电平。但是， 一些电压尖峰的峰值确实超过了参 考电压Vrefl，这样，比较器114的输出信号134发生相应跳变，如 图所示。当电容器电流132变得非常小时，比较器122的输出信号 136变为高。但是，由于比较器114的输出信号134为低，因此控制 信号112保持为低，这是由于输出电压Vout还没有达到期望的电平， 所以这是期望的。
同时参照图2B，示出了与图2A相同的波形。但是这里，输出电 压已经达到了期望的电平，这由开关电压130超过了参考电压Vrefl 来指示。这样，比较器114的输出信号134响应于时间A处的电压 尖峰而跳变，然后一旦电压尖峰己经消失，则保持为高。在后来的时 间，这里是时间B,电容器电流leap 132降低到很小的值，使得比较 器122的输出信号136变为高。由于比较器114的输出信号134在时 间B也是高，因此AND门118的输出信号112变为高，如图所示。
利用该装置，防止了一般在开关22关断时出现在开关电压Vsw 上的电压尖峰对控制信号112和充电完成信号Vcd，138的影响。这是 因为仅当电容器电流变得非常小时，控制信号U2才可以变为高，指 示输出电压己经达到了期望的电平，到这时，引起电压尖峰的振铃己 经消失了。这样，即使当输出电压还没有达到期望的电平时，开关电 压130上的电压尖峰也会使得比较器114的输出信号134变为高，但 是由于电容器电流132还没有达到期望的很小值，因此控制信号112 将不会变高。
应该意识到，尽管电路110响应于电阻器36两端的电压，但是 也可以使用用于感测输出电容器电流或者次级绕组电流的其他方案 来向比较器122提供输入，以便于确定电容器的电流什么时候减小至 期望的很小值。
参照图3，示出了可选的电容器充电电路的实施例140，其中， 相同的附图标记代表相同的元件。这样，电路140包括输入电压源
14、变压器18、开关22、开关控制电路28(再次，为了便于说明而简 化)、二极管24、以及输出电容器26。电路140与图2的充电器80 的不同之处在于电路140包括另一可选的输出电压感测电路144。 分别与图1和2的输出电压感测电路40和110 —样，电路144以下 列方式从变压器18的初级侧感测输出电压，该方式确保不会发生响 应于开关22关断时出现在开关电压Vsw上的电压尖峰而引起的错误 感测。
输出电压感测电路144包括求和元件162和以包括电阻器164和 168的电阻分压器的形式实现的电平转换器。求和元件162具有耦合 至电路节点38的非反向输入端，耦合至输入电压源Vin的反相输入 端，以及耦合至电阻器164的输出端。电阻器164和168的接合点处 (即，在节点142)的电压与开关22关断时的输出电压Vout成比例。
输出电压感测电路144还包括第一比较器148，其具有耦合至电 阻器164和168之间的接合点处的节点142的非反向输入端以及适用 于接收参考电压Vrefl的反向输入端，并且第一比较器148提供输出 信号150。选择参考电压Vrefl，以使其经由变压器的匝数比对应于 输出电压Vout的期望完全充电电平。在一个示意性实施例中，期望 的输出电压是300V，参考电压Vrefl等于5伏或Vin。比较器的输出 信号150耦合至延迟元件152，该延迟元件152将比较器的输出信号 延迟，以向AND门156提供延迟信号158。
第二比较器160具有耦合至电阻器164和168之间的接合点处的 节点142的反向输入端、适用于接收第二参考电压Vref2的非反向输 入端，并且第二比较器160向AND门156的第二输入端提供输出信 号162，如图所示。AND门156的输出信号164提供控制信号164， 该控制信号164指示当下述条件都成立时，输出电压Vout已经达到 了期望的电平，该下述条件为(a)自输出电压Vout已经达到由参考 电压Vrefl确定的期望电平以来，已经出现了延迟；以及(b)电容器 26在由延迟元件152和参考电压Vref2的组合所确定的给定开关周期 内完全充电，这在考虑图3A和3B后变得显而易见。控制信号164 使锁存器154置位，该锁存器154的输出端仅响应于控制信号164的
一个边沿(例如上升沿)提供脉冲形式的"充电完成"信号Vcd,166， 以指示完全充电的电容器状况。在一个示意性实施例中，当充电完成 信号Vcd,166变为高从而指示电容器26完全充电时，充电器140关 闭。
参照图3A，其示出了与电路140有关的某些波形，以说明电压 感测电路144在输出电压Vout没有达到期望电平时的操作。波形142 示出了节点142处的与参考电压Vrefl和Vref2相关的电平转换后的 开关电压Vsw。波形150示出了比较器148的输出信号，波形158 示出了延迟元件152的输出信号，波形162示出了比较器160的输出 信号以及波形164示出了 AND门156的输出端处的控制信号。
在操作中，当节点142处的电平转换后的开关电压达到参考电压 Vrefl的电平时，比较器的输出信号150变为高。这里，即使输出电 压Vout没有达到期望的电平，当开关关断时在节点142处出现的电 压尖峰也会使得比较器148的输出信号150跳变几次，如图所示。
一旦节点142处的电平转换后的幵关电压下降到低于第二参考 电压Vref2，比较器160的输出信号162变为高，如图所示。只有当 延迟信号158和比较器的输出信号162都为高时，AND门156的输 出信号164才会变为高。这里，由于延迟信号158和比较器输出信号 162不同时为高，因为控制信号164保持为低，由此精确指示输出电 压Vout还没有达到期望的电压电平。
同样参照图3B，其示出了与图3A相同的波形。但是这里，输出 电压Vout已经达到了期望的电平。这样，作为开关电压上的电压尖 峰穿过参考电压Vrefl的结果，比较器148的输出信号150跳变几次， 然后一旦电压尖峰消失，该输出信号150保持为高。这里，但是，当 幵关电压下降并经过参考电压Vref2时，使得比较器160的输出信号 162变为高，AND门156的输出信号164也变为高，如图所示，由 此精确指示输出电压Vout已经达到了期望的电平。
选择延迟元件152设置的延迟，以使其至少对应于节点142处的 电平转换后的开关电压从其上升后的稳定状态下降至参考电压Vref2 所花的时间。但是，该延迟应当足够短，以防止节点M2处的电压尖
峰造成错误地指示电容器被完全充满。在一个示意性实施例中，延迟
元件152提供60和150纳秒数量级之间的延迟，例如100纳秒。传 统的电路仿真技术可以用于限定最优的延迟。
参照图4，其示出了另一个可选的电容器充电电路170，其中相 同的附图标记代表相同的元件。电路170包括输入电压源14、变压 器18、开关22、 二极管24、以及耦合至负载30的电容器26，如图 所示。电路170包括耦合至开关节点38的输出电压感测电路176， 其可以分别采用图l， 2和3中的电路40， 110以及144中的任一种 形式。
充电器170还包括电阻器178和开关控制电路174，该电阻器178 与电容器26串联耦合以便于感测电容器电流Icap。开关控制电路174 为上面结合图1所述的电路28提供了备选的开关控制方案。这里， 响应于感测的初级绕组电流，控制每个开关周期的导通时间部分，以 及响应于感测的输出电容器的电流leap控制关断时间部分。如图所 示，利用输出电容器26和地之间耦合的电阻器178来感测输出电容 器的电流。
本领域普通技术人员应该意识到，感测输出电容器的电流leap 除了可以用于开关控制电路174的原因之外，还可以出于别的原因对 其进行感测。 一个原因是供输出电压感测电路使用，例如如上所述并 结合图2所示。感测电容器电流的另一个原因是供图6的电路使用， 以加速电容器的充电，这将在下文描述。
开关控制电路174包括第一比较器182，该第一比较器182具有 适用于接收参考电压Vrefl的反向输入端和耦合至电阻器190的非反 向输入端。电阻器190两端的电压与初级绕组电流Ipri成比例。这样， 当初级绕组电流Ipri比由参考电压Vrefl设定的第一预定电流值大 时，比较器182的输出信号处于高逻辑电平，而当初级绕组电流Ipri 小于第一预定电平时，比较器182的输出信号处于低逻辑电平。
如图所示，开关控制电路174进一步包括第二比较器184，该第 二比较器184具有适用于接收参考电压Vref2的非反向输入端和耦合 至电阻器178的反向输入端。这样，当输出电容器的电流leap比由
参考电压Vref2设定的第二预定电流值大时，比较器184的输出信号 处于低逻辑电平，而当输出电容器的电流leap小于第二预定值时， 比较器184的输出信号处于高逻辑电平。
比较器182的输出信号耦合至触发器或锁存器188的复位输入 端，并且比较器184的输出信号耦合至锁存器188的置位输入端，如 图所示。锁存器188的输出信号将控制信号提供给开关22的栅极。
在操作中，当初级绕组电流Ipri达到由参考电压Vrefl确定的第 一预定值时，锁存器188被复位，并且开关22关断。 一旦输出电容 器的电流leap下降到低于由参考电压Vref2确定的第二预定值时，锁 存器188被置位，并且开关22导通。通过正确地选择参考电压Vref2， 可以使得电路170在连续和不连续工作之间的边界状态下工作。
上述开关控制电路174为电容性负载30充电提供了有效的方案， 尤其用于示意的闪光灯充电器的应用中，其中该负载需要很宽的电压 范围。并且，该方案利用比以前使用更加简化的电路实现了有效的性 能。这是因为使用了耦合至输出电容器26的电阻器178来感测电容 器电流。在上面提到的美国专利No.6518733中，由于流经感测电阻
器的次级电流的方向，将负电压与参考电压进行比较。
同样参照图5，其示出了可选的充电电路实施例200，其中相同
的附图标记表示相同的部件。这样，电路200包括输入电压源14、
变压器18、开关22、 二极管24、以及输出电容器26，耦合关系如图
所示。同时还示出了输出电压感测电路176。
充电电路200还包括耦合在输出电容器26和地之间的电阻器
178，电阻器178两端提供的电压指示流经输出电容器的电流Icap。
这里，与图4的实施例一样，对输出电容器的电流进行感测以供开关
控制电路使用。
充电电路200与图4的电路170的区别之处在于开关控制电路 202。开关控制电路202实1L了与开关控制电路174相同类型的自适 应速率控制，但是不需要电阻器190(图4)。这样，这次又是响应于 感测的初级绕组电流Ipri，控制每个开关周期中的导通时间部分，以 及响应于感测的输出电容器的电流Icap，控制关断时间部分。当开关
22导通时，电阻器178两端的电压指示初级绕组电流Ipri。这是因为 当开关22导通时，次级电流不流动，因此，流经电阻器178的电流 仅是初级电流Ipri。反之，当开关22关断时，电阻器178两端的电 压指示输出电容器的电流Icap。
如图所示，开关控制电路202包括第一比较器204，其具有适用 于接收参考电压Vrefl的反向输入端以及耦合至电阻器178的非反向 输入端。这样，当初级绕组电流Ipri比由参考电压Vrefl设定的第一 预定值大时，比较器204的输出信号处于高逻辑电平，而当初级绕组 电流比第一预定值小时，比较器204的输出信号处于低逻辑电平。
开关控制电路202进一步包括第二比较器208，其具有适用于接 收参考电压Vref2的非反向输入端以及耦合至电阻器178的反向输入 端。这样，当输出电容器的电流Icap比由参考电压Vref2设定的第二 预定值大时，比较器208的输出信号处于低逻辑电平，而当输出电容 器的电流比第二预定值小时，比较器208的输出信号处于高逻辑电 平。
比较器204的输出信号耦合至触发器或锁存器212的复位输入 端，并且比较器208的输出信号耦合至置位输入端。锁存器212的输 出信号耦合至开关22的栅极，如图所示。
在操作中，当初级绕组电流达到由参考电压Vrefl确定的第一预 定值时，锁存器212被复位，并且开关22关断。 一旦输出电容器的 电流leap下降至低于由参考电压Vref2确定的第二预定值时，锁存器 212被置位，并且开关22导通。
参照图6，其示出了另一个可选的电容器充电电路220，其中相 同的附图标记表示相同的元件。这样，充电器220包括输入电压源 14、变压器18、开关22、开关控制电路28(这里为了便于说明而简化)、 二极管24、以及耦合至负载30的电容器26，如图所示。应该意识到， 可以利用电路174和202中的一个来提供开关控制电路28，如分别 结合图4和5所述。
电路220进一步包括辅助开关224，这里设置为MOSFET器件， 并且还提供了相关的电路以减少二极管24的反向恢复时间以及加速
次级绕组的寄生电容的放电。图6还示出了回扫变压器18的模型， 其包括变压器18的寄生元件，以便于说明辅助开关224的优势。具 体地，示出了变压器磁化电感18c、有效寄生电容18d以及漏电感18e。
期望减小二极管反向恢复时间的理由如下在反向恢复时间的过 程中，流经寄生电容和二极管的电流被感应到初级侧(g卩，由于开关 22关断，该电流主要流经磁化电感18c)，这使得负电流流经磁化电 感18c(在图6的18c和18a组成的环中顺时针流动的电流)，这样， 当开关22导通时，负的初始开关电流流经磁化电感。负的初级电流 摆动的幅值随着输出电压而增加。负的开关电流限制了最小开关周 期，并由此减慢了电容器26的充电。通过减少二极管的反向恢复时 间，减小了负的初始电流，并且开关周期变得更短，这样，电容器 26与其他可能情况相比充电更快。例如，辅助开关224的使用可以 将电容器的充电时间减少6%-8%的数量级。
辅助开关224与主幵关22并联耦合，使得开关224的漏极耦合 至开关22的漏极，开关224的源极耦合至开关22的源极并且耦合至 地。当开关224导通时，开关节点38通过开关224耦合至地。当开 关224关断时，开关224与开关节点38解耦合。开关224的栅极耦 合至比较器228的输出端。选择开关224以使得它与主开关22相比 具有更高的Rdson和更低的电容，以便具有比开关22更快的响应。
如图所示，比较器228具有耦合至输出电容器的电流感测电阻器 178的反向输入端以及耦合至地的非反向输入端。当输出电容器的电 流leap下降到低于零安培时，比较器228的输出变为高，由此导通 辅助开关224。这是二极管恢复间隔的开始。
当开关224导通时，电流Ipri通过开关224流到地，其中电流Ipri 是由二极管的恢复时间而从流经变压器的次级绕组18b的电流所感 应出来的。这导致节点38处的开关电压Vsw更快的骤降，并且使得 下一个开关周期的开始出现时具有更短的延迟，由此减小电容器26 的整个充电时间。
参照图6A，提供了多个波形，用以通过示出与图6的电路220 类似但去掉辅助开关224的电路的操作来说明辅助开关224的优点。也就是，图6A中的波形38、 232、 234和238说明了电路220在没 有采用辅助开关224的情况下的操作。具体地，波形38示出了节点 38处的开关电压Vsw，波形232示出了输出电压Vout，波形234示 出了流经变压器的漏电感18e的初级电流Ipri，以及波形238示出了 次级电流Isec。
显而易见的是，当次级电流Isec,238在时间A处达到零安培并且 开关22导通时，二极管24需要114纳秒数量级的时间恢复，并由此 使得节点38处的开关电压在时间B下降至输入电压电平，以便于正 的初级电流开始流动。每个周期中的该114纳秒的反向恢复间隔，加 上初级电流Ipri从负的峰值电流急速变至零的时间，限制了最小开关 周期，或者限制了最大开关频率，并由此减慢了输出电容器26的充 电。当电路220中省略开关224时，需要花费76us数量级的时间来 完全充满电容器26。
同样参照图6B，波形38、 232、 234以及238说明了具有起上述 功能的辅助开关224的电路220的操作。具体来讲，波形38示出了 节点38处的开关电压，波形232示出了输出电压，波形234示出了 流经变压器的漏电感18e的初级电流Ipri，以及波形238示出了次级 电流Isec。在采用辅助开关224按照上述操作的情况下，当次级电流 238在时间A达到零安培时，辅助开关224以足够的速度导通。更高 幅值的恢复电流流经次级绕组，其反过来会减少恢复时间，这导致开 关节点电压骤降得更快，并且使得负的初级电流摆动更低。特别地， 二极管24仅需要58纳秒数量级的时间来恢复，并且由此使得节点 38处的电压在时间B下降到输入电压电平，以便于初级电流开始从 更小的负的电流流动。这样，辅助开关224减小了每个开关周期，由 此与没有辅助开关的电路相比，减少了对电容器26充电所需要的时 间。利用这种布置，电容器26充电更快，例如在一个示意性实施例 中，会快6%-8%的数量级。在电路220中使用辅助开关224的情况 下，仅需花费70us数量级的时间来完全充满电容器26。
在己经描述本发明的优选实施例后，现在可以利用包括优选实施 例思想的其他实施例对于本领域普通技术人员来说是显而易见的。
例如，本领域普通技术人员应该意识到，这里描述的不同创造性 特征可以在电容器充电电路中组合使用，或者作为备选，可以选择地
使用以及单独使用。例如，图1、 2和3的输出电压感测电路40、 110 以及144可以在其他传统电容器充电电路中单独使用，或者作为备 选，可以用于同样包括此处论述的其他创造性思想的充电电路中，其 他创造性思想例如是结合图4-6所论述的那些创造性思想。
同样应该意识到，尽管为了解释创造性思想描述了特定的电路元 件以及偶逻辑信号电平，但是本发明的实施例不限于公开的实施例， 而是应当仅由所附权利要求的精神和保护范围来限制。
权利要求
1、一种用于测量具有变压器的电容器充电电路的输出电压的装置，其中该变压器具有耦合至开关的初级绕组以及次级绕组，所述装置包括耦合至所述开关的滤波器，用于对所述开关的电压进行滤波，以提供滤波后的信号；以及比较器，其具有响应于所述滤波后的信号的第一输入端、耦合至参考电压的第二输入端、以及输出端，在所述输出端上提供控制信号，该控制信号用于指示所述电容器充电电路的输出电压是否已经达到了期望的电平。
2、 如权利要求1所述的装置，其中所述滤波器包括电阻器和电 容器。
3、 如权利要求1所述的装置，进一步包括耦合至所述滤波器的 采样和保持电路，以提供电平基本等于所述滤波后的信号的峰值电压 的DC电压，其中所述DC电压耦合至所述比较器的第一输入端。
4、 如权利要求3所述的装置，其中所述采样和保持电路包括二 极管和电容器。
5、 如权利要求1所述的装置，进一步包括耦合在所述开关和所 述滤波器之间的电平转换器，用于转换所述开关电压的电平。
6、 如权利要求5所述的装置，其中所述电平转换器包括电阻分 压器。
7、 一种用于测量具有变压器的电容器充电电路的输出电压的装 置，其中，该变压器具有耦合至开关的初级绕组以及耦合至所述电容器的次级绕组，所述装置包括比较器，其具有耦合至所述开关的第一输入端、耦合至参考电压的第二输入端、以及输出端，在所述输出端上提供输出信号，该输出信号用于指示所述开关处的电压是否超过了所述参考电压；电流感测电路，其用于感测所述次级绕组的电流值；以及 逻辑门，其具有耦合至所述比较器的所述输出端的第一输入端、耦合至所述电流感测电路的第二输入端、以及输出端，在该输出端上提供控制信号，该控制信号用于指示仅当(a)所述开关电压超过所述参考电压以及(b)所述次级绕组的电流值近似达到零安培时，输出电压 才达到期望的电平。
8、 如权利要求7所述的装置，其中所述逻辑门是AND门。
9、 如权利要求7所述的装置，其中所述电流感测电路包括与所 述输出电容器串联的电阻器。
10、 如权利要求9所述的装置，其中所述电流感测电路进一步包 括第二比较器，该第二比较器具有耦合至所述电阻器的第一输入端、 耦合至第二参考电压的第二输入端、以及耦合至所述逻辑门的所述第 二输入端的输出端。
11 、 一种用于测量具有变压器的电容器充电电路的输出电压的装 置，其中该变压器具有耦合至开关的初级绕组以及耦合至所述电容器的次级绕组，所述装置包括第一比较器，其具有耦合至所述开关的第一输入端、耦合至第一 参考电压的第二输入端、以及输出端，在所述输出端上提供第一比较 器输出信号，该第一比较器输出信号指示所述开关处的电压是否超过所述第一参考电压；耦合至所述第一比较器输出端的延迟元件，用于提供延迟的输出 信号，该延迟的输出信号是所述第一比较器输出信号的延迟形式；第二比较器，其具有耦合至所述开关的第一输入端、耦合至第二 参考电压的第二输入端、以及输出端，在所述输出端上提供输出信号， 该输出信号指示所述幵关电压是否超过所述第二参考电压；以及逻辑门，其具有耦合至所述延迟元件的输出端的第一输入端、耦 合至所述第二比较器的所述输出端的第二输入端、以及输出端，在该 输出端上提供控制信号，该控制信号指示仅当(a)自所述开关电压超过 所述第一参考电压以后，已经出现了延迟，以及(b)所述第二参考电 压超过所述开关电压时，所述输出电压才达到期望的电平。
12、 如权利要求11所述的装置，其中所述第一参考电压近似等 于所述电容器充电电路的输入电压，并且所述第二参考电压的电平对 应于所述电容器中通过零安培的电流。
13、 如权利要求11所述的装置，其中选择所述延迟以使其处于 所述开关的额定导通时间部分的四分之一的数量级。
14、 一种具有变压器的电容器充电电路，其中该变压器具有耦合 至主开关的初级绕组以及耦合至所述电容器的次级绕组，所述电容器 充电电路包括与所述主开关并联耦合的辅助开关，其适用于在流经所述电容器 的电流小于预定值时导通，而在所述电容器电流大于所述预定值时关 断。
15、 如权利要求14所述的装置，其中所述预定值近似为零安培。
16、 如权利要求14所述的装置，进一步包括与所述电容器串联耦合的电阻器；以及比较器，其具有耦合在所述电阻器两端的输入端，以及输出端， 在该输出端上提供耦合至所述辅助开关的控制信号，以控制所述辅助 开关。
全文摘要
一种对初级侧输出电压进行感测以产生控制信号的电容器充电电路，该控制信号指示输出电压是否已经达到了期望的电平。所述控制信号不受主开关关断时出现的电压尖峰的影响。在一个实施例中，对初级侧的电压进行滤波，以便将其与参考电压比较以提供控制信号。在另一个实施例中，控制信号响应于初级侧的电压大于参考电压并且次级电流不连续而发生跳变。在另一实施例中，控制信号仅响应于初级侧的电压变得大于参考电压并且次级电流变得不连续后出现的预定延迟而发生跳变。根据本发明的另一方案，辅助开关减少了输出二极管的反向恢复时间，从而加速了电容器的充电时间。
文档编号H02M3/335GK101171740SQ200680015781
公开日2008年4月30日 申请日期2006年4月4日 优先权日2005年5月9日
发明者S·S·维克汉德, V·R·曼塔尼, 文司华 申请人:阿莱戈微系统公司