专利名称：与pfc集成的vrms和整流检测全桥同步整流的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及同步整流器中的交流源电压检测以及电流检测，并且更具体地，本发明涉及具有PFC(功率因数校正)的全桥同步整流中的这种检测。
背景技术：
图1是将AC(交流)输入电压2转换成DC(直流)输出电压4的基本整流、升压电路的现有技术示意图。该电路具有两级，第一级是由D1-D4组成的二极管全波整流器，第二级是升压电感器Lb、升压开关Qb、升压二极管Db、以及输出滤波电容器Cf。Qb是N沟道MOSFET，其中栅极10和源极12之间的正电压导通Qb，并且对于从漏极14流到源极12的电流呈现低阻抗路径。如图所示，MOSFET Qb具有从源极到漏级的内部体二极管16，当源极电压比漏级电压高时可以载流。
二极管D1-D4构成在电感器Lb左端提供整流的正弦电压12的全波整流器桥。功率MOSFET Qb由平均电流控制器6以比AC电源(mains)输入电压更高的开关频率来导通和关断。典型的开关频率在40kHz到100KHz的范围内。平均电流控制器脉宽调制(PWM)Qb的导通，从而迫使Lb中的基波电流与整流电压12的形状类似。例如，当D1的阳极相对D4的阴极由AC输入电压进行正向驱动时，升压电感器Lb通过D1、Qb、以及D4返回到AC输入2而进行充电(形成电流)。当Qb关断时，Db的阳极电压上升，直到Lb通过Db、负载8、并联电容器Cf以及D4返回到AC源2而放电。当Db导通时，其防止电容器Cf通过Qb回放电。输出电压4将被调节到某个DC电平，典型地，对于120/240Vac的AC电源输入，其是400Vdc。在下一个AC电源的半个周期，通过D3、Lb、Qb以及D2返回到AC电压源而对Lb进行充电。再次当Qb关断时，Lb通过Db、负载8以及并联电容器Cf进行放电并且将输出电压4调节到某个电平。
图1的现有技术控制器6被设计成改变d(t)信号脉冲宽度，使得电流ird(t)10与整流电压vrd(t)成比例。如果是非常精确的成比例，那么功率因数为1.0，但是实际上功率因数仅能接近1.0。如下文所述，这种校正起了作用，从而使得AC电压源上的负载是阻性的。这种情况下，当前负载与AC电压源2成比例(即，正弦并且同相)。
在图1所示的现有技术电路中，在D1和D3的阴极上检测电压vrd(t)，并且可以用电流互感器或者通过检测串联电阻器两端的电压降来检测负载电流10。
美国专利No.6,738,274B2(’274)描述了其中减小了电路损耗并且校正了功率因数的开关式电源。然而，在该专利中，未以任何细节示出或者讨论电流检测和电压检测。如果象现有技术那样使用电阻器和50/60Hz互感器的话，该专利中的许多优点都不能实现。串联电流检测电阻器消耗了功率并且50/60Hz线电压检测互感器有损耗并且实体上特别庞大。通过电阻器的现有技术电流检测典型地使用IGBT(绝缘栅双极晶体管)以及图2的各个反并联二极管D10、D12。见’274专利的图5，控制信号的产生在该专利中并未详述。然而，如上所述，用于产生这种控制信号的控制器的逻辑电路的设计或者大规模IC(集成电路)计算机的使用对于本领域技术人员来说是公知的。
除了将PFC功能与整流功能集成外，图2的电路操作与图1类似。控制器操作IGBT开关Q1和Q2，使得AC输入上的负载呈现电阻性。该实施例中，升压电感器Lb在公共铁心上典型地被分成两个绕组。在AC电压极性如图2中所标示时的AC输入半周期中，通过Q1对电感器Lb进行充电，放电通过导通和关断Q1进行控制。在该周期中，电感器的放电通过D1、Cf、负载和D12来完成。在交替的AC输入的半周期中，放电路径为通过D2、负载和D10。控制器的主要部分(content)可以是驱动Q1和Q2实现PFC接近1的处理器，PFC接近1就是AC输入上的负载呈现为电阻性。
仍然参考图2，50/60Hz AC线路互感器将单独表示的输入AC信号Vrd(t)提供给控制器7。将该互感器的二次侧进行全波整流，从而提供与AC输入的绝对值成比例的信号。该互感器对于消除AC输入和控制器(负输出)之间共同存在的共模电压是必要的。从AC输入信号流出的电流ird(t)可以从互感器9或者从串联电阻器Rs中检测出来。将所检测的电流输入到控制器7中。控制器响应vrd(t)以及ird(t)输出开关频率PWM d(t)信号，其驱动Q1和Q2的栅极以便使得AC输入上的负载为电阻性。
为图1、2、3和4a中的电路产生这些控制信号的电路在本领域技术人员的能力方面是公知的。该控制器电路包括低压(+12-15V直流)电源以及产生图中所示的信号和定时的可编程数字电子器件。
同样，注意图1的电路具有两级，整流器二极管以及随后的功率因数校正级，而整流和功率因数控制出现在图2中的单个级中。在图2和3中，50/60Hz互感器用于检测AC输入电压。这些互感器非常大、占地大、有损耗并且昂贵。该互感器也不能在某些宽范围输入应用中出现的DC输入电压条件下操作。一个实例是提供UPS(不间断电源系统)特性的DC电池电压的应用。
PF是实际功率与视在功率的比值，表达为0到1.0之间的小数。AC信号的实际功率测量为(作为时间函数的伏特)与(作为时间函数的安培)的乘积对时间的积分。也就是 视在功率或者伏特*安培是RMS电压乘以RMS电流的积。传统的PF偏移量表达为正弦电压和正弦电流之间的相位差得出的项，PF等于电压和电流之间的相角的余弦。如果负载为纯无功的、容性的或者感性的，则PF是零。这意味着当无功元件接收功率时没有消耗实际功率，而之后返回了功率。当然，这是在电路中始终有实际元件消耗功率的一个示意性实例，例如，二极管、开关、互感器等。然而，即使在所示出的实例中，如果没有消耗实际功率，那么包含实际电流和实际电压。这样，如果断路器运载小功率情况下的实际电流，那么断路器仍然烧断。这就是具有无功元件的断路器上的负载将不能吸收与阻性负载一样多的功率的原因。例如，阻性负载表现为PF为1，但功率因数小于1的任何负载将吸收由功率因数所减小的功率。这样，阻性负载可以从线路吸收最大电流(即，断路器不跳闸)，但PF为0.5的负载仅能吸收1/2的最大功率，仍然不能将断路器跳闸。表达PF值的一种方式是从AC电路可提供的功率Pout＝(V)(I)(PE)(E)。其中V和I是rms值，E是任何连接电路的功率损耗的测量值。
无功负载的另一个问题是当所存储的功率返回到初始电源上，典型地如AC线路或者电源插座上时，同一线路上的电力公司以及其他用户必须对其进行处理。但是，如果所返回的功率包括低功率因数系统的谐波和非线性电流，那么对于相同电源的其他用户存在相关的问题以及非常行为。
当AC负载是开关式电源时，所吸收的电流是非线性的，且其功率因数典型地为大约0.65。电流脉冲是不断续的短脉冲。除了小心将断路器跳闸之外，这种非线性电流脉冲产生谐波，该谐波形成噪声以及在连接电路、线路等上产生的不希望的发热。值得注意的是，典型的“容性输入”开关式电源的0.65PF最初由谐波电流产生，而不是由基波(正弦)线路电压以及电流之间的相角产生。这种情况下，功率因数等式分母中的安培项的形式是IacRMS=Ifund2+I3rd2+I5th2+··,]]>其中Ifund是基波频率，I3rd，I5th等表示每个电流谐波。
开关式电源通常包括PFC电路来克服上述问题，并且可以更加重要的，将馈送到电源中的谐波含量由政府管理机构来限制。
再次，公知的具有PFC控制器的PFC开关式电源包括消耗太多功率并且体积庞大的电流和电压检测。
发明内容
现有技术的局限性和其他优点通过一种方法和同步的全桥整流电路来实现。AC输入信号驱动连接到全波整流器的升压电感器。全波整流器的输出是DC输出信号。电路的操作通过以PWM方式控制整流定时提供接近1的PF。
控制器接收AC输入信号，控制器从AC输入信号确定AC输入信号的零交叉点以及峰值。该控制器导通和关断形成部分全波整流器(具有两个二极管)并且处于升压电感器的充电路径中的两个开关。DC输出线路以及两个开关中的每个开关中的电流被检测并且被发送到控制器，依次使得开关以实现PF接近1的方式导通和关断。
在另一个实施例中，这些二极管由两个另外的可控开关替换。四个开关仍然形成全波整流器。与上述的两开关电路、控制器类似，该电路中的控制器以实现PF为1的方式导通和关断四个开关中的每个开关。优选地，这四个开关(和上述两个二极管电路中的两个)是MOSFET晶体管。在一个示意性电路中，这些MOSFET中的某些具有固有的体二极管，这些固有的体二极管比典型的体二极管更快。快速的体二极管比类似的MOSFET的体二极管更快关断。该导通和关断的时序和定时在控制器中实现，以迫使来自AC输入信号的负载电流成为电阻性的。
在一个示意性实施例中，代替AC线路互感器使用差动放大器和精确的整流器电路来向控制器提供AC输入信号的代表值。提供给DC输出的电流以及与升压电感器的充电相关的每个整流器开关中的电流被检测，并且被提供给控制器。该控制器将AC输入信号和所检测的电流进行比较，以控制全桥整流器电路的功率因数的定时来驱动整流器开关导通和关断。
在一个优选实施例中，MOSFET是n型，用作从升压电感器到DC输出的放电路径的两个MOSFET形成为具有快速体二极管。然而，在软导通/关断操作中，不需要快速体二极管。
在示意性实施例中，采用铁氧体环形互感器来实现电流检测。
本领域技术人员清楚，尽管下面的详细描述是参考形成示意性实施例、附图、以及使用方法而进行的，但是本发明旨在不局限于这些实施例以及使用方法。相反，本发明的范围更宽，旨在仅由所附的权利要求进行限定。
本发明下面的描述参考附图，其中图1和2是现有技术电路的示意图；图3是发明电路及其控制信号的实例；图4A是发明电路及其控制信号的另一个实例；图4B、4C和4D是图4A电路的其它定时信号；图5是图4A的电流检测的示意块图；图6A是图4A的DA&PR的示意块图；图6B是更加详细的定时信号；以及图7是控制器电路的块图/示意图。
具体实施例方式
现有技术的图2是图1的改进，而图3示出了在图2上改进的发明的电路。在图3中，通过高频互感器19进行电流检测。负载电流、以及通过返回开关Qb1和Qb2的电流用高频互感器进行检测。图1的二极管D2和D4分别由Qb1和Qb2进行替换，并且下文中示出的时序图由控制器30实现。同样，升压电感器由两个电感器Lb之间的共有电感而被分成两个Lb/2部分21。这两个电感器由表示绕组极性的“点”21a共享公共磁性连接。在正电源周期20中，节点P是正的，Qb1在正AC输入周期的起始点同步驱动导通22，从而为通过Lb/2、Qb/2和/或Db2和任何负载的从点P流出的电流提供返回路径。在该正周期中，Qb2用作升压开关(对电感器Lb/2进行充电和放电)并且在AC输入的半周期中间歇地被驱动导通/关断24。当Qb2在正半周期中导通25时，电感器Lb/2通过Qb2进行充电。当Qb2关断27时，电感器Lb/2通过Db2和负载/电容器进行放电。在该正半周期20中，Qb1连续被偏置导通，并且Lb/2充电和放电电流通过Qb1和其体二极管的并联组合向后流动。
在负半周期中，功能相反-Qb2同步驱动导通，Qb1间歇地被驱动导通/关断。在这些周期中，Ob1的体二极管26以及Qb2的体二极管28同样也导通电流。
仍然参考图3，存在线路隔离互感器32，将其输出馈送到控制器30，从而使得控制器确定AC输入信号的零电压交叉点，并且确定AC输入波形的峰值。为了同步导通和关断晶体管，并且为了确保所检测的电流与AC输入波形的正弦特性相匹配，这是必须的。线路互感器二次电压由二极管桥或者等效于提供与AC输入电压的瞬时绝对值成比例的信号的理想电子桥进行全波整流。Vacref=NsecNprim|Vpeak·sin(w·t)|]]>(即，其中Vpeak是AC输入的峰值)。互感器二次电压的瞬时极性由控制器30用于确定Qb1或者Qb2是否应该在AC输入的半周期中以整流模式连续维持导通。
所检测的电流信号，其是AC输入电流的整流模型(replica)，被发送到控制器30。采用这些电压和电流信号的控制器将通过改变升压开关(Qb1和Qb2)在它们作为升压开关时的半周期中的导通工作周期(duty cycle)来补偿以及校正功率因数。从AC源得到的合成电流是正弦波并且与正弦AC源电压同相(电阻性)。当电压与电流波形都是正弦波并且彼此同相位时，PF(功率因数)将是(接近)1。
图4A的电路相对于图3的电路具有如下的变化a)线路互感器32由真正的差动AC电压检测电路以及精确的模拟整流电路DA&PR 40所替换，该电路呈现控制器块44的AC输入电压48的形式42；b)图3的整流升压二极管Db1和Db2由快速体二极管N沟道MOSFET的Qb3和Qb4所替换；以及c)控制器44驱动Qb3和Qb4。控制器块44与图3中的控制器30同样动作，其以AC源48上的负载是电阻性的方式驱动整流器Qb1-Qb4导通和关断。
四个MOSFET的Qb1、Qb2、Qb3以及Qb4是n型的，每个MOSFET两端所示出的二极管是MOSFET结构中的固有的体二极管。这样就需要Qb3和Qb4的快速体二极管，使得同步整流器中的恢复电流和所得的电压被控制。
更详细地，参考图4B、4C和4D，示出了AC输入电压信号和来自AC源的电流56之间的设计关系。电流56被由控制器44导通和关断的Qb1-Qb4所控制，以实现图4B，4C的相关波形。图4D是来自块40的精确的全波整流信号Vrms42。这里，交叉点50、52和54，以及AC电压波形的峰值58和60由控制器44确定和使用，从而驱动Qb1-Qb4的栅极，迫使AC源上的负载成为电阻性的。
图4A的电流检测46包含可以是小的、低成本铁氧体环的高频电流互感器。见图5，这些互感器检测和测量输出到滤波电容器60以及任何负载的电流；以及通过Qb1和Qb2的电流。将这些信号相加并且输入59到控制器44中。这些电流互感器二次电流的和输入到电阻器R1上，以产生与整流的AC输入电流成比例的电压信号。可以使用高频电流互感器，是因为在施加到这些互感器上的电流中不存在50/60交流线路频率分量。更高频率的铁氧体环形互感器更小、更加节省成本并且更加有效。
图5是图4A的电流检测电路部件46的示意图。具有三个高频环形电流互感器CT1、CT2以及CT3。将所得的电流通过二极管D1、D2以及D3分别进行整流并且相加到一个公共电阻器R1中，从而提供表示从AC输入处获得的整流电流的信号。将该信号输入到图4A的控制器部件44中。图5的电路基于在任何一个时刻仅有一个CT有效(作为电流互感器)而进行工作。当Qb1切换，Qb2导通反向电流时，CT2由通过Qb2的二极管DA回流的连续电流而达到饱和。这里，CT2不提供任何信号。当升压FET Qb1导通时CT1有效，与Qb1电流成比例的电流信号通过D1流到R1。当Qb1关断时CT3有效，与通过Db1的升压电流成比例的电流流过D3。将这两个电流的和转换成R1两端的电压。该信号能够很好的表示AC输入电流。在每个CT二次侧的两端设置有箝位齐纳二极管，用来限制互感器磁通量复位过程中的峰值二次电压。对于CT1和CT2来说，在Qb1和Qb2中的反向电流导通过程中限制电压直到它们各自的CT达到饱和为止是非常重要的。CT3二次侧两端的箝位二极管以及齐纳二极管防止升压二极管Db1和Db2的反向恢复电流在D3两端产生过多的反向电压。
图4A的DA-PR(差动放大器-精确整流器)部件40在图6A中更详细地示出。在现有技术电路中，50/60Hz的大互感器用于将二次侧从可能出现在AC输入线路上的共模信号中隔离开来。在本发明中，这种互感器由图6A所示的电路替换。+15伏特偏压源70用于激活齐纳二极管72，从而提供+5.1V的电压Vz。如图所示将该Vz馈送到放大器E2和E3的一侧。该Vz用于防止共模输入信号将E1+输入拉低至低于地电位，并将E1的输出进行偏压操作，从而使得AC输出信号受到功率以及接地点的限制而没有AC输出摆动。输入滤波器74削弱超过E1频率响应容量的高频电压尖峰。E1周围100K和1K电阻器76提供0.01的实际差动电压增益。信号VA，具有373V峰值电压的264VAC RMS的正弦输入AC输入，处于+3.15V到+6.85V的范围内，并且不达到地电位。对于264VACRMS输入情形，将E1输出信号集中在具有最小值为+8.7V以及最小值为+1.3V的Vz电压周围。将E1的输出输入到由放大器E2和E3构成的精确负整流器中。该整流器的输出通过PNP晶体管Q1在R10两端形成。Q1然后将该信号转换成与整流的AC输入电压成比例的电流源78。然后将该电流源用作图4A的控制器44的参考。图6A的放大器/比较器E4将E1的输出与5V Vz参考进行比较并且将同步控制信号输出到控制器44中，该控制器44提供关于开关对Qb3和Qb1或者Qb4和Qb2在AC输入的交替1/2周期中以开关模式工作的逻辑信息。图6B示出了图4A的具有特定参数的DA/PR40的m个定时信号。
回过来参考图4A，如上所述，控制器44相对AC源信号的定时导通和关断Qb1-Qb4，从而在AC源上产生同相位的正弦负载。该导通和关断被看作整流器的PWM(脉宽调制)，以在AC输入上实现电阻性负载。如上图1和2所述，用于产生合适的PWM定时信号的控制器6和30的设计对于本领域的技术人员来说是公知的。注意，图3的Qb1c和Qb2c的信号与图4A的Qb1和Qb2的相同。同样，除了相位相反以及Qb2信号中的正/负转换点上的信号45和47外，Qb4的定时信号与Qb2的相同。同样，除了相位相反以及Qb1信号中正/负转换点上的信号49和51外，Qb3的定时信号同样与Qb1相同。同样，软导通就是滤波电容器的电流进行切换(未示出)的时候，在这种情况下快速体二极管MOSFET的Qb3和Qb4可由常规MOSFET的进行替换。
如上所述，图3的控制器19和图4A的控制器44执行许多相同的功能，使得控制器44的设计类似于控制器19的设计，两种设计对于本领域的技术人员来说都是公知的。
如本领域的技术人员所知道的，整流的同步特性由Qb1在整个半周期中被驱动导通以及由Qb2在另外半周期中被驱动导通来进行限定和表示。确定Qb1或者Qb2是否在给定的AC输入的1/2周期中导通的逻辑由来自图6A的E4的输出的上述同步控制信号提供。
仍然参考图4A，在正半周期中，控制器44通过块40检测AC源的零交叉点。该控制器导通Qb1。然后控制器间歇地导通Qb2，其中Qb2如上所述执行充电和放电周期。在同样的正半周期中，Qb4间歇地导通，从而适应Qb2的充/放电动作。例如，在正半周期中，当Qb2导通时，电流从AC输入48流过电感器53，流过Qb2和Qb1，流过电感器55，并且反馈到AC源。这是对电感器充电，Qb3和Qb4关断。在时间53，Qb2关断，Qb4导通。此时，电流从电感器53经过Qb4流到电容器60和负载，经过Qb1返回到电感器55。这是上述的放电周期。该操作继续贯穿于AC输入的正半周期。控制器块44的控制信号的定时从AC源产生负载电流，其是同相位的并且是正弦的，使得PF接近1。在负的AC输入周期中，进行类似的操作。实际上，可能增加逻辑，使得在Qb1、Qb2、Qb3和Qb4的关断和导通之间适当地存在例如250n秒的死区时间。这将防止当Qb3和Qb1，或者Qb4和Qb2同时导通时出现的电流尖峰短路输出电容器。由于Qb3和Qb4直到死区时间之后才导通，因此初始反向电流流过它们的体二极管。
在图4A中，控制器44包含直流电压参考Vref，并将DC输出57与Vref进行比较。这些信号形成部分低频控制反馈环，其中输出电压电平57相对Vref幅值进行调节。
图7是控制器的示意块图。在逻辑块72中，控制器将来自块46(图4A)的整流电流信号59与来自块40(图4A)的整流的、相乘的AC电压信号42进行比较，产生Qb1、Qb2、Qb3以及Qb4的PWM栅极驱动信号。这些定时信号在图4A的时序图部分示出。振荡器78提供所需要的定时信号。该振荡器78可以固定为例如100kHz，或者可以在减小传导和辐射的EMI(电磁干扰)的范围内。Qb的开关频率由控制逻辑72进行控制，从而迫使电流检测59与Vrms 42成比例。然后这将迫使AC输入电流为正弦波，并且与AC输入电压同相位，由此PF接近于1。
当电流在(AC频率的)半个周期流进图4A的AC输入端48中时，电流将通过Qb1的体二极管从源极流到漏极返回到另一AC输入端。在这半个周期中，控制器44将Qb1偏置导通，使得部分电流并联通过Qb1从源极流到漏极，从而减小Qb1两端的导通压降。在这半个周期中，控制器将对晶体管Qb2和Qb4进行调制，从而迫使电流信号59成为与AC输入信号成比例的信号。
上述的这种调制技术是快速反馈调节器环的一部分。该控制器还包括缓慢的输出检测环，该输出检测环将DC输出信号57与内部产生的参考电压Vref76进行比较。该缓慢的环形放大器82将DC输出57与Vref76进行比较，产生误差信号80。Vrms信号42与误差信号80在该缓慢的反馈环中相乘。如果DC输出信号减小，误差信号80将增加乘法器常数，其增加了快速电流环中的有效电流参考。该快速环通过增加来自AC输入的输入电流而响应，驱动DC输出信号更高。如果DC输出信号增加，操作反向，驱动DC输出信号更低。
更详细地，在上述半个周期中，Qb1或者Qb2以AC线路频率进行导通，从而形成同步升压转换器，其中Qb3与其体二极管并联导通，从而减小正向导通损耗。控制器块44还使得Qb1和Qb3导通之间的死区时间得到控制，从而防止交叉导通“击穿”，或者在开关切换过程中当开关关断时可产生在电感器中出现的高电压的瞬时恢复电流。
图4的电路可工作在连续电流模式，其中Qb1将导通而图4A电感器53中的电流仍然反向流过Qb3的体二极管。这种情况下，Qb1的导通将使得Qb3的体二极管的恢复电流尖峰恢复其反向阻断容量。该电流尖峰使得在Qb1中出现导通开关损耗。在另一更优选的模式，断续电流模式中，Qb3维持导通直到它的电流反向到小的正向(漏极到源极)电流。在该模式中关断Qb3以及略微延迟Qb1的导通将使得Qb1工作在ZVS(零电压开关)模式，这减小了电路开关损耗和EMI的产生。
在另一AC输入的半个周期中，与上述描述相比，Qb1连续偏置导通，Qb2和Qb4调制导通和关断，如上所述，从而在AC输入上提供电阻性负载。
图4A中的控制器块(44)将来自块46的整流输入电流信号与整流电压信号(块1)进行比较，产生功率MOSFET(如Qb1到Qb4)的调制要栅极驱动信号。调制开关频率可以是固定的(例如100kHz)或者以扩展频谱的方式进行调制，从而减小传导和辐射的EMI。MOSFET切换顺序受到控制，从而使得电流检测信号(块46)模拟与整流AC输入信号成比例的信号。然后将使得AC输入电流在正弦输入电压情形下的电源频率成为正弦波。
分析当电流流出端子48的电源半周期。电流将通过Qb2的体二极管从源极流到漏极。在这半个周期中，Qb2将由块44连续偏置导通，使得该电流的一部分通过减小该Qb2的导通压降从源极流到漏极。然后控制器块44调制晶体管Qb1和Qb3，迫使电流检测信号(块46)模拟与AC输入电压成比例的信号。
尽管上述的调制技术是快速调节器环的一部分，但该控制器块还包含缓慢的输出检测环，该输出检测环将DC输出负载电压与内部DC参考进行比较，并且调节输出电压。该输出环通过内部乘法器功能元件来实现，其中整流输入电压信号(块1)与来自缓慢输出环的放大误差信号相乘。如果DC输出(负载)电压减小，那么该缓慢环将增加乘法器常数，增加快速环的输入电压参考。然后该快速环增加输入电流，从而调节输出电压。
进一步由脉冲基线来分析脉冲上的这个电源半周期，Qb1或者Qb2以开关频率导通切换。因此该操作是同步升压变换器Qb3与其体二极管并联导通，从而减小正向导通损耗。该控制器块还执行Qb1和Qb3导通之间的死区时间控制，从而防止开关切换过程中的交叉导通击穿。
如果电路以CCM(连续电流模式)工作，Qb1将导通，硬开关恢复电流将通过Qb3进行传导。然而，如果该电路以DCM(断续电流模式)工作，Qb3可以维持导通，直到其电流反向到小的正向(漏极到源极)电流为止。在该模式中关断Qb3并且略微延迟导通Qb1将使得Qb1以ZVS(零电压开关)工作，ZVS极大地减小了电路开关损耗。
在交替的电源半周期中，Qb1将连续地偏置导通，该调制功能将由Qb2和Qb4实现。
块44内的逻辑通过传统的模拟IC技术或者通过A2D输入以及微控制器数字技术实现。模拟和数字控制的组合同样可以具有由传统模拟技术实现的快速输入调节器环以及由数字控制提供的较慢的输出环。
这样说来，块44的作用是1.实现来自块#1的Vrms信号的乘法器功能2.实现使得块46信号模拟上述功能1的信号的快速调节器PWM功能3.调节DC输出的缓慢DC输出调节器环4.提供栅极驱动顺序作为电源半周期的函数5.防止击穿和/或提供ZVS操作的栅极驱动死区时间控制。
控制器44可由本领域的技术人员通过模拟技术或者通过微控制器，ASIC(大规模专用集成电路)或者其他类似的数字电路和技术来实现。采用数字技术将要求现有技术中公知的模数(A/D；D/A)电路。实际上，模拟和数字电路的组合可用作合适的特定应用。
应该知道上述实施例在此仅作为实施例出现，其许多改变或替换也是可能的。因此，本发明应该被广泛地看作仅由下文所附权利要求进行限定。
权利要求
1.一种具有AC输入和DC输出的同步全桥整流电路，该电路包括第一节点耦接到AC信号上的升压电感器；功能性连接在升压电感器的第二节点以及DC输出之间的全桥整流器电路，该全波整流器电路包括至少两个可控开关；用于检测DC输出中以及AC输入的两个半个周期上的升压电感器的充电路径中的电流的装置；以及设置成接收AC信号、所检测的电流、以及DC输出的控制器，其中该控制器输出信号，以其中同步全桥整流器的PF相对AC源接近1的方式控制至少两个可控开关。
2.权利要求1的电路，其中至少两个可控开关器件包括第一和第二FET(场效应晶体管)，每个FET限定栅极、漏极和源极，其中控制节点控制每个晶体管的漏极和源极之间的导通，并且其中每个晶体管的栅极功能性连接到控制器并且由该控制器进行控制，其中该全桥整流器还包括第三和第四FET，每个FET限定栅极、漏极和源极，其中控制节点控制每个晶体管的漏极和源极之间的导通，并且其中每个FET的栅极功能性连接到控制器并且由控制器进行控制，其中第一、第二、第三和第四开关器件中的每一个具有其阳极功能性连接到源极并且其阴极连接到漏极的二极管。
3.权利要求1的电路，其中用于检测电流的装置包括构造成以高于50/60Hz的频率检测电流的环形电流互感器。
4.权利要求1的电路，还包括设置成功能性连接AC信号到控制器的电路，该电路包括接收AC信号的差动放大器；以及整流器，该整流器设置成接收差动放大器的输出并且对该信号进行整流以及将该信号提供给控制器，其中所整流的AC信号的交叉点以及峰值通过控制器与所检测电流一起被确定和采用，从而控制四个可控开关器件的导通和关断的定时，使得同步全桥整流器电路的PF接近1。
5.权利要求4的电路，其中该控制器包括作为模拟所整流并且相乘的AC输入的AC半个周期的函数控制开关的驱动的快速PWM功能部件；控制DC输出的缓慢的DC输出调节器环；以及用于控制整流器的开关时间从而防止击穿并且提供ZVS操作的装置。
6.权利要求1的电路，其中AC输入具有两个载流导线，其中升压电感器包括两个互相耦合的电感器，在AC输入的每条支线中一个。
7.一种用于同步全波整流AC输入从而提供DC输出的方法，该方法包括对从AC输入到全桥整流器电路流动的电流作出感性交互，该全桥具有至少两个可控开关；将输出从全波整流器电路耦接到DC输出；检测DC输出中的电流；检测感性电抗上的充电电流；检测AC信号并且将所检测的AC以及所检测的电流发送到控制器；以及其中响应所接收的信号，该控制器以其中同步全桥整流器的PF相对AC源接近1的方式导通和关断至少两个可控开关器件。
8.权利要求7的方法，其中检测AC信号的步骤包括以下步骤差动放大AC输入；将差动放大的AC信号进行整流；以及将整流的差动放大信号提供给控制器，其中该控制器执行包括如下步骤的方法确定所整流的AC信号的零交叉点和峰值；将零交叉点和峰值与所检测的电流进行比较，并且对其响应；以及对四个可控开关器件的导通和关断定时，使得同步全桥整流器电路的PF接近1。
全文摘要
本发明涉及与PFC集成的VRMS和整流检测全桥同步整流。一种同步全桥整流器被控制以提供接近1的功率因数。该全桥整流器是每个具有控制输入的晶体管。检测电路内的AC输入信号和电流，并将其发送到控制器。作为响应，控制器基于相对AC输入信号形成接近1的功率因数，即时输出导通/关断整流MOSFET的控制信号。该全波整流器由N沟道MOSFET形成，某些具有快速体二极管。这些MOSFET是整流器以及PFC控制元件。结果是具有PFC的一级同步整流器。固态的精确模拟差动放大器检测AC线路波形，高频电流互感器检测电流。该控制器接受放大器的输入以及所检测的电流，并且输出导通和关断四个MOSFET的控制信号。导通和关断的定时这样进行设置，使得从AC源得到的电流为正弦波并且与正弦波AC源的相位匹配。
文档编号H02M7/219GK101056068SQ20061016461
公开日2007年10月17日 申请日期2006年9月12日 优先权日2005年9月12日
发明者桑帕特·谢卡瓦特, 罗纳德·H·兰德尔, 许童永 申请人:快捷半导体有限公司