专利名称：电流感应电路的改进的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及电流控制开关式稳压器电路，尤其是涉及这种稳压器电路的电流感应装置。
背景技术：
由于开关稳压器能提供比线性稳压器更高的频率，所以广泛使用于DC-DC变换。在大多数的基本构成中，它们通常包括电感，第一开关，二极管(或第二开关)，后两个元件根据控制器的信号依次将电感切换于充电和放电的状态。这些基本器件经设置可构成降压型(buck)，升压型(boost)或降压-升压(buck-boost)稳压器。
文献中详细描述了借助感应电感电流(或者可能是通过感应开关电流)，以及在开关控制算法中利用这个感应电流，能够获得一定的益处。主要优点是控制回路可以从二阶(2极)降至近似一阶(1极)。其它优点为更大的线截止(line rejection)，电感峰值电流的瞬时检测。这种控制方式被称为“电流模式控制”。
电流模式控制的一个主要问题是在逐个周期的基础上精确测量电感电流。这样做的方式之一是在电源侧将电阻器与第一个开关串联放置。当开关开通和关断时，几乎没有共模漂移。将一个电阻器同样在接地侧与二极管或第二个开关串联放置，意义相同。在开关侧与电感串联的电阻器很可能有大的共模漂移，以及对于低输出电压而言，可证实难以在电感的输出侧实现，该电感将促使感应电阻器两端电压的放大器出现很大的共模变化。所有的这些方案还将承受电阻分量的损失，需要有低阻值且精确的电阻器(这是困难的，并且在硅片上实现的成本高)。
避免出现这些问题的一种方案是用另一个小得多的性质相同的晶体管来镜像第一个开关或第二个开关，已假定它们之间的规格比为1∶10000。这可以通过使用多元开关中的一个单元作为镜像来实现。
所示的例子集中于第一个开关的镜像。然而，应当指出，本发明同样适用于镜像第二个开关的电路。
许多公知镜像电路的问题是它们需要运行静态电流。当这个静态电流可能本身就很小时，会导致电流感应电路无法检测到大得多的电流。这是因为电流感应输出可能比输入要小10000倍，因此无法检测到为静态电流10000倍的电感电流。由此，对于轻负载来说，感应电流将变为零，变换器可能无法工作或变得不稳定。
本发明的目的是解决上述问题，并且提供一种电流感应电路，即使采用静态电流来运行所述感应电路，它也能够感知更微弱的电感电流。
发明内容
根据本发明的第一个方面，提供一种用于感应经过主开关电流的电流感应电路，所述电路包括镜像开关，除了尺寸不同之外所述镜像开关基本上与所述主开关相同，具有分别与所述主开关和所述镜像开关的输出电极相连的第一引线和第二引线的差值放大器，所述差值放大器确保所述第一引线上的电压基本上等于所述第二引线上的电压，由此从所述镜像开关中得到与根据感应比分配的在所述主开关中流动的电流标称相等的感应电流，以及用于产生所述放大器静态电流的电流源，其中又提供一种补偿装置，用于补偿所述静态电流以致所述电流感应电路能够感应到在主开关中比静态电流与感应比的乘积更小的电流。
应当指出，术语“主开关”指被镜像的开关，在前面的介绍中可能为“第一开关”或“第二开关”。
尽管感应比可以想像为1000或甚至100，但是所述第一个镜像开关能够形成所需尺寸以获得在10,000～100,000范围内的感应比。这可以通过使所述镜像开关的长宽比或面积处于比所述主开关的长宽比或面积小4或5次幂数量级范围来实现。它可能包括与主开关相隔离的一个单元，所述主开关包括若干个类似单元。在本实例中隔离意味着电气绝缘而不必物理隔离，按照需要可以将单个单元镜像开关驻留在主开关以使它们的周围条件相同。
所述补偿装置可能包括位于所述差值放大器第一引线上的电阻元件。所述电阻元件应当具有与所述第一镜像开关基本上相同的特性。所述电阻元件最好包括与所述镜像开关基本类似的装置，并且将其设置为一直开通。
所述补偿装置可能特意过度补偿所述静态电流。这可以通过在所述放大器的第一引线上串联设置两个电阻元件或阻值大于所述第一镜像开关阻值的电阻元件来实现。在一个实施例中串联设置有两个基本上类似于所述镜像开关且置为一直开通的装置。在另一个实施例中过度补偿通过设置有一个基本上类似于所述镜像开关但其上流过的电流大于静态电流(可能为2倍)的装置来实现。这可能通过设置与单个镜像开关串联且与所述差值放大器并联的另一个电流源来实现。
所述差值放大器可能包括第一和第二差值放大器晶体管，所述第一和第二差值放大器晶体管基本上彼此类似，都具有控制电极、第一和第二主载流电极，布置所述第一和第二差值放大器晶体管以使得它们的控制电极连接在一起，并且它们一直为开通；另一个晶体管，布置所述另一个晶体管以控制流过所述第一差值放大器晶体管的电流。因此，差值放大器的第一和第二引线上的电压相等，并且主开关与镜像开关之间的电流比得以保持。所述晶体管可以为MOSFETS。
所述差值放大器还配备有虚拟晶体管(dummy transistor)。它们如此布置以致当所述主开关和第一镜像开关关断时，所述差值放大器的输入被切换至所述虚拟晶体管。
所述开关可能全部由MOSFETS组成。可能根据主开关的类型来安排电路的PMOS开关或NMOS开关。
根据如下具体实施例的描述，将理解本发明的上述和其它特点和优点。
参照附图，仅通过举例，将描述本发明的具体实施例，其中图1表示基本的公知降压变换器线路；图2表示公知的电流感应线路；图3表示根据本发明第一实施例的电流感应线路；图4表示根据本发明第二实施例的电流感应线路和构造第三实施例的一个可选择的改进。
图4b表示在图4的电流感应线路上的变换，含有与电流感应输出镜像的NMOS装置；图5表示根据本发明第四实施例的电流感应线路；以及图6表示根据本发明第五实施例的适于感应NMOS开关中电流的电流感应线路。
具体实施例方式
图1表示一种基本的、恒频的、电流式控制降压变换器(尽管本发明同样适用于其它类型的变换器，如升压型或降压-升压型)。该变换器包括在电压源VBAT和地GND之间串联的PMOS开关10和NMOS开关20(或可能为二极管)。与NMOS开关20并联(同样也与PMOS开关串联)的是电感30和电容40。变换器输出VOUT取自电感30和电容40之间的节点。将该输出电压送入至误差放大器50。误差放大器50的输出被送入至比较器60的一个输入端。电流监视器产生电感30的电流表示信号，接着将其送入比较器60的反向输入端。比较器60的输出被送入至锁存器70的复位输入端，该锁存器通过门90控制开关10和20。
通过“电压模式控制”和“电流模式控制”已事先实现对开关10的控制。通常，PMOS开关10与输入电压相连，并且在时钟周期开始时闭合。闭合开关10导致连接在该开关和变换器输出之间的电感30的电流上升。当电感电流监视器80的输出超过误差放大器50的输出时，比较器60将锁存器70复位。这将使PMOS开关10关断，直至下一个时钟周期开始时才再次开通，而以PMOS开关10反相方式驱动NMOS开关20。在这种方式下，将输出电压控制至要求的数值。
图2表示使用电流镜像原理来感应图1中PMOS开关100电流的电流监视器80的优选形式。图1的主要变换器元件并没有显示。这里显示了主PMOS开关100和平行于其的镜像开关105。镜像开关105与主PMOS开关100基本上相同，除了它的规格。主PMOS开关100和镜像开关105都具有相同的源极、栅极和衬底连接。如前所述，主PMOS开关100连接在电压源VBAT和电感(未显示)之间，而镜像开关105连接在电压源VBAT和感应引线110，该感应引线110构成电流监视器的一部分。差值放大器125由两个PMOS装置115，120配置而成。这些装置的第一个装置115将其源极连接至PMOS开关100的电感侧，第二个装置120将其源极连接至镜像开关105的感应侧。另一个PMOS装置130提供放大器125的输出，并且被设置在感应引线110上。装置130将其栅极连接至PMOS装置105的漏极。
在MOSFETs的例子中，镜像开关105与主PMOS开关100之间的长宽比决定了感应比。通常主PMOS开关100的宽度(W)非常大，假定为10mm，因此按比例尺1000，镜像装置的宽度可能为10μm，就相同长度(L)而言(假定为0.5μm)。在这种情况下，镜像装置的沟道面积和总面积最终将很小。可想而知，L可能按电流比例增大10倍，假定5μm，而不使得宽度太小。在这种情况下，长宽比将减小，而面积得到实质增加。这与感应比近似为其发射区域比的双极晶体管完全不同。在如下的实例中感应比将为1∶10000。
在运行过程中，差值放大器125保持镜像开关105的漏极电压与主开关100的漏极电压相等，以致于跨越它们的电压正好匹配。两个共有栅极的PMOS装置115，120的任何源极电压差都将导致PMOS装置115的漏极电压上升或者下降，由此将装置130的栅极拉升或者压下，电流一直变化直至源极更为平衡。
镜像开关105的电流流经感应引线110，流经PMOS开关130，用于感应主PMOS开关100的电流。该感应电流Isense与待测实际电流的比值相等于镜像开关105与主PMOS开关100之间的规格比，即1∶10000。注意到，主PMOS开关100和其PMOS镜像开关105通常均工作在线性或三极管区域，而其它PMOS装置115，120，130处于饱和区。
此电路的问题为放大器125采用10μA的静态电流，这意味着在理想状态下，直至主PMOS开关100供应100mA(10000*10μA)的电流时，才能检测到电流。这是因为，如果我们假设主PMOS开关100具有0.1ohm的导通阻值(RonPMOS)，镜像开关105将具有1kohm的导通阻值(RonMIRROR)。如果输入电流Iin为100mA，那么流过主PMOS开关100的100mA将导致其上10mV的降压。流过PMOS镜像105的10μA也会导致10mV的降压。因此电路保持平衡(在差值放大器125的每条引线上的相同压降)以及感应引线110的电流，Isense，等于零。同样地，200mA的输入意味着有20μA流过镜像开关，导致只有10μA的Isense。因此，Isense＝I/10000-10μA＝(I-100mA)/10000(当I＞100mA时)或＝0。因此，对于轻负载而言，电感电流被测为零，变换器的控制机制无法工作或者不稳定。
图3表示根据本发明的实施例的与改装后的图2相似的电路。该电路本质上相同，只是在主PMOS开关100和差值放大器晶极管115之间附加了一个类似于镜像开关105的复制装置150。利用与“开通”状态下105所连接的栅极电压相同的电压将复制装置150常设为开通状态。
使用与先前图示中相同的实例元件值来分析此电路，相同的输入电流Iin100mA，主PMOS开关100的这个电流将导致其上10mV的降压。复制装置150也导致了另一个等于10mV的10μA*RonMIRROR(在本实例中为1kohm)的压降。当复制装置150降压另一个10mV时，镜像装置105感知跨接在主PMOS开关100和PMOS镜像复制的两端的电压为20mA，为了维持平衡，镜像装置105输送出20μA。其中10μA向下输送至左臂引线，剩下10μA(Isense)下传至右臂(感应)引线110，并且流过PMOS装置130。当Isense为输入电流Iin的1/10000(即待测的电感电流)，可以看到此时的Isense是正确的，在理想情况下，一旦有任意电流流过主PMOS开关100，就立即感应出电流。大体上，复制装置150作为一个普通电阻器。因为它是镜像开关105的拷贝，并且由于复制装置150可非常近地感知与镜像装置相同的栅极-源极电压Vgs，所以它将作为一个电阻器，其阻值(Ron)与镜像开关105的阻值非常相似。
然而，一个残留问题是放大器的偏移情况(例如随机的加工偏移，或者由跨越差值放大器的不同漏极电压引起的二阶效应)。不利的偏移可能意味着直到电流大于某个门限时，其才能被感知。
图4表示用来解决偏移问题的两种备选方案。在一个备选方案中，将第二个复制装置160添加至主PMOS的感应引线以与第一个复制装置150相串联。所示的另一个备选方案(用虚线表示)仅具有一个复制装置150(在这个实例中应当省略装置160)和另一个10μA的电流源170。
这些备选方案都将导致感应电路感知(再次使用先前实例的元件值和100mA的输入电流)在主PMOS开关100中10000*10μA＝100mA的等效电流，即使没有输入，并且使得电路不受相当于100mA*RONPMOS＝10mV的电压偏移的影响。当然利用这两个方法，在电流测量中存在100mA的静态误差(在最差情况下为0至200mA)，但是由于其只是DC漂移，所以对稳定性并不重要。
图4b表示考虑到多个输出Isense和进一步考虑到感应比的灵活性的一种变换。在这种变换中，差值放大器125反接，并且PMOS装置130被NMOS装置180取代，该NMOS装置180用另一个NMOS装置181来镜像。如果NMOS装置180和181是完全相同的，那么感应比将取决于先前主PMOS开关100和镜像装置105的长宽比，但如果两者不同，那么长宽比又取决于NMOS装置180、181的长宽比。而且，通过添加另一个NMOS装置来镜像NMOS装置180，也可方便地获得Isense的拷贝。依据镜像NMOS的长宽比，能够独立地设置每个输出的感应比。
同样也可能对PMOS装置130进行镜像。仅仅添加与PMOS装置130并联且共栅极和共源极连接的另一个PMOS装置就使得Isense在它们之间分开(根据各自的长宽比)。然而，通过将其流过NMOS镜像，能够产生从PMOS装置130漏极获得的Isense的拷贝。
上述电路的另一个问题是主开关100不断地切换开通与关断，而所测电流只是在主开关100开通时有效。当主开关100关断时，它的漏极电压摆动至零电压以下。这将引起差值放大器大范围摆动，导致大量的恢复时间。
图5表示对图3中电路的改进。它表示本质上与图3相同的电路，只是添加了如所示连接的虚拟PMOS装置135a，135b，140a，140b。当主PMOS100开通时，放大器通过开关135a和140a来感应主PMOS开关100和镜像PMOS开关105。当主PMOS100关断时，放大器通过开关135b和140b来感应电源以保持共模点。在本实例中显示出PMOS镜像的两个拷贝150a和150b，一个(150a)与主PMOS开关100和虚拟晶体管135a相串联，另一个(150b)与虚拟晶体管135b相串联。
图6表示与图4电路等效的电路，只是用于感应图1中变换器的第二个(NMOS)开关20而不是第一个PMOS开关10。它表示以与先前实例中镜像PMOS开关相同的方式，利用NMOS镜像开关205来镜像NMOS开关200。因此，除了规格之外，NMOS镜像开关205与NMOS开关200完全相同。装置215，220，230(在例子中为NMOS)构成电流放大器，如同先前实例，该电流放大器通过每条引线来平衡电压。因此，对于熟练人员而言，显而易见该电路本质上是以如图4所述电路相同的方式运行。静态电流的过多补偿以两个复制NMOS开关250，260的形式提供。
尽管所示大多数例子来自于开关变换器的PMOS开关的电流感应，但是本原理适用于任意需要感应晶体管电流的电路，无论它是PMOS还是NMOS。
上述实例仅用于举例说明，不应当视为限制。例如，尽管本电路技术在诸如D类驱动(开关)和开关充电器的开关应用中特别有用，但是同样可设想到本技术能够应用到许多并不包括开关式的更宽范围的应用中(例如非开关式稳压器)。
权利要求
1.一种用于感应经过主开关电流的电流感应电路，所述电路包括镜像开关，除了规格不同之外所述镜像开关基本上与所述主开关相似，具有分别与所述主开关和所述镜像开关的输出电极相连的第一引线和第二引线的差值放大器，所述差值放大器确保所述第一引线上的电压基本上等于所述第二引线上的电压，由此从所述镜像开关中得到与根据感应比分配的在所述主开关中流动的电流标称相等的感应电流，以及用于产生所述差值放大器中的静态电流的电流源，其中又提供一种补偿装置，用于补偿所述静态电流以致所述电流感应电路能够感应到在所述主开关中比所述静态电流与所述感应比的乘积更小的电流。
2.根据权利要求1的电流感应电路，其中所述补偿装置包括位于所述差值放大器的所述第一引线上的电阻元件。
3.根据权利要求2的电流感应电路，其中所述电阻元件具有与所述第一镜像开关基本上相同的特性。
4.根据权利要求2或3的电流感应电路，其中所述电阻元件包括与所述镜像开关基本类似的装置，并且将其设置为一直开通。
5.根据在先权利要求中任一项的电流感应电路，其中所述补偿装置特意过度补偿所述静态电流。
6.根据权利要求5的电流感应电路，其中在所述差值放大器的所述第一引线上串联设置有两个电阻元件。
7.根据权利要求5的电流感应电路，其中在所述放大器的第一条引线上设置有阻值大于所述第一个镜像开关阻值的电阻元件。
8.根据权利要求6的电流感应电路，其中串联设置有两个基本上类似于所述镜像开关且置为一直开通的装置。
9.根据权利要求5的电流感应电路，其中设置有一个基本上类似于所述镜像开关但其上流过的电流大于所述静态电流的装置。
10.根据权利要求9的电流感应电路，其中流过基本上类似于所述镜像开关的所述一个装置的电流为所述静态电流的两倍。
11.根据权利要求9或10的电流感应电路，其中设置另一个电流源，其与单个镜像开关串联，与所述差值放大器并联。
12.根据在先权利要求中任一项的电流感应电路，其中使所述第一个镜像开关形成所需尺寸以获得在1000～10000范围内的感应比。
13.根据在先权利要求中任一项的电流感应电路，其中所述镜像开关的长宽比处于比所述主开关的长宽比小4或5次幂数量级范围内。
14.根据权利要求1至12中任一项的电流感应电路，其中所述镜像开关的面积处于比所述主开关的面积小4或5次幂数量级范围内。
15.根据在先权利要求中任一项的电流感应电路，其中所述镜像开关包括与所述主开关相隔离的一个单元，所述主开关包括若干个类似单元。
16.根据在先权利要求中任一项的电流感应电路，其中所述差值放大器包括第一个和第二个差值放大器晶体管，所述第一和第二差值放大器晶体管基本上彼此类似，都具有控制电极、第一和第二主载流电极，布置所述第一和第二差值放大器晶体管以使得它们的控制电极连接在一起。
17.根据权利要求16的电流感应电路，其中所述差值放大器包括另一个晶体管，布置所述另一个晶体管以控制流过所述第一个差值放大器晶体管的电流。
18.根据权利要求16或17的电流感应电路，其中所述晶体管为MOSFETS。
19.根据在先权利要求中任一项的电流感应电路，其中所述差值放大器还配备有虚拟晶体管。
20.根据权利要求19的电流感应电路，其中所述虚拟晶体管如此布置以致当所述主开关和第一镜像开关关断时，将所述差值放大器的输入切换至所述虚拟晶体管。
21.根据在先权利要求中任一项的电流感应电路，其中所述开关全部由MOSFETS组成。
22.根据权利要求21的电流感应电路，其中根据所述主开关的类型来安排所述电路的PMOS开关或NMOS开关。
全文摘要
公开一种用于感应经过主开关电流的电流感应电路，例如开关式稳压器的PMOS开关或NMOS开关。所述电路包括镜像开关，除了更小的长宽比之外所述镜像开关基本上与所述主开关相似，差值放大器，其用于确保所述第一引线上的电压基本上等于所述第二引线上的电压，由此从所述镜像开关中得到与根据感应比分配的在所述主开关中流动的电流标称相等的感应电流，用于产生所述差值放大器中的静态电流的电流源，以及补偿装置，用于补偿所述静态电流以致所述电流感应电路能够感应到在主开关中比静态电流与感应比的乘积更小的电流。该补偿装置可能为一个或两个本质上与镜像开关类似的开关。
文档编号H02M3/156GK1956305SQ200610150428
公开日2007年5月2日 申请日期2006年10月27日 优先权日2005年10月27日
发明者大卫·德恩, 豪格·海普里克 申请人:沃福森微电子有限公司