专利名称：有源滤波器谐波电流检测的延迟时间的补偿方法及系统的利记博彩app
技术领域：
有源滤波器谐波电流检测的延迟时间的补偿方法及系统属于有源滤波器谐波电流补偿技术领域。
有源电力滤波器的基本原理是从作为补偿对象的负载电流中检测出谐波电流，由补偿装置产生一个与该谐波电流大小相等而极性相反的补偿电流，从而使电网电流只含基波分量。原理如下所述当系统需要补偿负载所产生的谐波电流时，有源电力滤波器首先检测出补偿对象负载电流iL的谐波分量iLh，将其反极性后作为补偿电流的指令信号 ，然后，补偿电流发生电路产生补偿电流ic(跟随 )，因其与负载电流中的谐波分量iLh大小相等，方向相反，因此两者相互抵消，使得电源电流is中只含有基波ihf，不含谐波。
有源电力滤波器对于谐波电流的检测，目前主要有基于瞬时无功功率理论的瞬时空间矢量法。具体原理如
图1所示设三相电路为三相三线制，图中ia、ib、ic为三相三线制电路的各相电流瞬时值；ea为a相的电压瞬时值；iaf、ibf、icf为基波电流；iah、ibh、ich为谐波电流；PLL为锁相环；信号发生电路为正、余弦发生电路；LPF为低通滤波器；C=-sinωtcosωtcosωtsinωt;]]>C32=231-12-12032-32.]]>该方法通过锁相环和正、余弦发生电路得到与电源电压ea同相位的正弦信号和对应的余弦信号。这两个信号与ia、ib、ic一起计算出基波有功电流和基波无功电流ip，iq。ipiq=C·C32·iaibic---(1)]]>然后经LPF滤波得出ip，iq的直流分量ip、iq。由于ip，iq是由iaf、ibf、icf所产生的，因此由ip、iq即可计算出iaf、ibf、icf，iafibficf=C23·C-1·i‾pi‾q---(2)]]>进而计算出iah、ibh、ich。iahibhich=iaibic-iafibficf---(3)]]>采用这种方法，数字式控制器会产生延迟时间，而算法本身没有对延迟时间进行补偿，对于电流变化有明显时滞，无法响应谐波电流的快速变化，从而无法实现谐波的实时补偿。然而，谐波电流的检测实时性是保证有源电力滤波器补偿特性的重要环节。为了解决这一问题，只好采用计算速度快的装置来尽量减少检测谐波电流所用的时间，导致了有源电力滤波器的价格极高，很难在国内推广使用。
此外，单独使用有源电力滤波器存在初期投资大、运行效率低等缺点。而有源电力滤波器与无源滤波器的混合系统能充分发挥有源电力滤波器和无源滤波器的优势，消除各自的弊端，运用越来越广泛。而对于这类有源电力滤波器，检测出要消除的指定次数的谐波组显得十分重要。
对于数字式控制器，需要至少一个采样周期ΔT的运算时间，同时PWM逆变器的输出也需要一个ΔT时间以建立电压。这样，从电流采样到谐波补偿，至少存在一个ΔT的延迟时间。在延迟时间ΔT内，设基波角频率为ω，n次谐波在这ΔT内旋转过了Δθ＝n·ω·ΔT＝2nπfΔT(rad)，如果不对这个延迟时间进行补偿，则旋转变换C和其逆变换C-1不再是恒等变换。严重时，某个谐波的补偿甚至会形成正反馈。例如对于11次谐波，在工频f＝50Hz，延迟时间1ms时，11次谐波在这1ms内旋转了3.454rad，接近180°。这样，在检测出11次谐波以后，谐波补偿时不但不能消除该次谐波，反而形成正反馈。可见，在谐波电流的检测中，延迟时间的补偿是十分重要的。一味的希望通过硬件计算速度的提高来减少延迟时间，只能使得APF的价格变得更加昂贵。本方法在进行两相旋转到两相静止坐标变换时在变换矩阵中加入Δθ角用以补偿延迟时间。这种方法计算简便，实用性强。
本发明能够很好的克服数字式控制器所造成的延时，可以耐受比传统方法更长时间的延时，从而补偿的效果也更好。
本发明所提出的有源滤波器谐波电流检测的延迟时间的补偿方法，其特征在于它在由两相旋转到两相静止坐标变换时在变换矩阵中加入了用于补偿延迟时间的Δθ角，其中，Δθ＝nωΔT，n是谐波次数，ω是基波角频率，ΔT是延迟时间，它依次含有以下步骤(以检测第n次谐波电流为例)。
(1)把一相电压的瞬时值e经n倍频后通过锁相环PLL和正、余弦发生电路得到与该瞬时值e同相位的正弦信号sinnωt和对应的余弦信号cosnωt，从而得到变换矩阵CnCn=-sinnωtcosnωtcosnωtsinnωt;]]>(2)把三相电流ia、ib、ic经过已知的3S/2R(三相静止坐标系/两相旋转坐标系)变换矩阵C32，变换成静止的α、β两相坐标系的电流iα、iβiαiβ=C32·iaibic]]>C32=231-12-12032-32;]]>(3)把两相电流iα、iβ经过变换矩阵Cn求出两相坐标系下的该n次谐波电流的有功和无功电流分量ipniqn=Cn·iαiβ=Cn·C32·iaibic;]]>(4)该ipn、iqn再经LPF低通滤波得出n次谐波有功和无功电流的直流分量ipn、iqni‾kPn=ΔsT+ΔsikPn+TT+Δsi‾(k-1)Pn]]>i‾kqn=ΔsT+Δsikqn+TT+Δsi‾(k-1)qn;]]>T滤波时间常数；Δs采样区间；k时刻；(5)该ipn、iqn经过加入了补偿角Δθ的特殊变换矩阵CΔθ求出两相坐标系电流iαn、iβniαniβn=CΔθ·i‾pni‾qn=-sin(nωt+Δθ)cos(nωt+Δθ)cos(nωt+Δθ)sin(nωt+Δθ)-1·i‾pni‾qn;]]>其中，Δθ＝nωΔT；(6)根据需要，把iαn，iβn经已知的2R/3S(两相旋转坐标系/三相静止坐标系)变换矩阵C23最终得到第n次谐波电流ianibnicn=C23·iαniβn]]>。其中C23为C32的逆矩阵。
本发明所提出的系统的特征在于，它含有依次与负载连接的霍尔元件和信号处理单元，输入端与信号处理单元输出端相连的数字信号处理器DSP，依次与该DSP输出端相连的脉宽调制(PWM)电路和输出端接入电网的用于产生谐波补偿电流的智能功率模块IPM模块，其中，该DSP模块含有从输入端起依次相串联的D/A转换器、谐波计算单元、延迟时间补偿模块和数字量输出模块。所述的DSP是TMS320F240PQA。
使用证明它达到了预期目的。
图2.本发明提出的任意次谐波电流检测的延迟时间补偿方法示意图。
图3.本发明提出的加入延迟时间补偿后的系统电路原理框图。
图4.本发明提出的补偿方法的程序流程图。
图5.只含有5次谐波的负载电流波形图。
图6.基波波形图。
图7.5次谐波波形图。
图8.本发明在ΔT＝0.5ms时，谐波补偿后的基波电流波形图。
图9.ip-iq法在ΔT＝0.5ms时，谐波补偿后的基波电流波形图。
图10.本发明在ΔT＝1ms时，谐波补偿后的基波电流波形图。
图11.ip-iq法在ΔT＝1ms时，谐波补偿后的基波电流波形图。
图3是本发明为实现该方法而设计的系统原理框图。其中，DSP数字信号处理器采用TMS320F240PQA，以其作为补偿电流指令信号运算的CPU。IPM模块采用MIG150Q6C，程序编制采用TMS320F240PQA专用的汇编语言指令。
本发明所提出的方法的程序流程框图如图4所示。它由以下五个已知子模块共同完成补偿角Δθ模块目的在于补偿数字式控制器的计算所引起的时间延迟，输入为延迟时间ΔT，输出为已经加入了延迟时间补偿角Δθ＝nωΔT的θ角，它可表述为θ＝nωt+Δθ＝nωt+nωΔT＝nω(t+ΔT)。
CONSR模块它采用矢量控制原理，把三相电流信号变换到旋转坐标上。输入是三相电流信号及其对应的θ角；输出是两相旋转坐标系的电流信号。它的目的是把经过A/D采样得到的三相电流ia、ib、ic变换为第5次谐波电流的有功和无功分量ip5，iq5，中间要调用下述的SBCONSR模块。
LPF模块它是把该ip5，iq5滤波后输出谐波有功和无功电流的直流分量ip5、iq5。
SBCONSR模块它是实现两个同一平面下的直角坐标系转换的子函数，它的输入是在直角坐标系A中的坐标以及直角坐标系A与直角坐标系B之间的夹角，输出是在直角坐标系B中的坐标。它除了在CONSR中被调用外，它还把上述ip5、iq5和上述iα5、iβ5在两个直角坐标系A、B中依次转换。其中，iα5、iβ5是静止的两相坐标系中的第5次谐波电流。
REVER模块它把两相静止坐标系下的电流信号和夹角变换为电压矢量分解成的两相邻的基本矢量及其幅值。它用于从该iα5、iβ5中去为求出三相5次谐波电流ia5、ib5和ic5做铺垫，其中调用了SBCONSR模块。
另外，还用WAVE模块，它利用该DSP专用硬件和命令生成PWM波形。
其具体实施过程如下在含有非线性器件的电力系统中，会有谐波产生。采取并联的方式将有源滤波器联入系统。给有源滤波器上电，CPU板程序开始初始化。电力系统的两相负载电流通过AD通道被采样进CPU，系统开始对两相电流进行谐波分析。由于系统是三相平衡系统，可以根据三相平衡原理由已知的两相电流求出另外一相电流，然后将三相电流经过3S/2S(三相静止坐标系/两相静止坐标系)变化，变化为两相静止的坐标系，在此处将要补偿的角度Δθ加入运算，Δθ角由PLL采样得到。在已经加入补偿角以后，再进行2S/2R(两相静止坐标系/两相旋转坐标系)的变化，通过LPF滤出其中的直流分量，然后将两相旋转坐标系中的直流分量变化到空间矢量坐标系中，再将空间矢量以PWM波的形式输出。输出的PWM波用来驱动IPM模块，产生用来补偿谐波的电流。具体的补偿容量由IPM模块的输出功率决定。由此，既可以达到补偿谐波的目的，又在补偿谐波的同时补偿了由于数字式控制器的计算延时，达到了实时补偿的目的。
发明人通过计算机仿真证明了以上的论断。仿真软件采用matlab6.0，在三相三线制系统中，负载电流只含有幅值为基波幅值20％的5次谐波，假定逆变器部分可达100％的补偿，于是补偿误差皆源自于检测误差。我们进行了两个例子的仿真，一个的ΔT设为0.5ms，另一个设为1ms，主要比较ip-iq法和本发明的检测方法在上述延迟时间下的补偿特性。图5为含有5次谐波的待补偿的负载电流波形，由图6的基波和图7的5次谐波的电流波形构成。图8为本发明方法在延迟为0.5ms时，补偿后的电流。图9为ip-iq法在给定延迟为0.5ms时，补偿后的电流。图10为本发明方法在给定延迟为1ms时，补偿后的电流。图11为ip-iq法在给定延迟为1ms时，补偿后的电流，此时5次谐波已被加强。从图9和图11可以看出，随着给定延迟时间的增大，5次谐波在0.5ms和1ms时间内分别旋转了45°和90°，ip-iq法因为没有对延迟时间进行必要的补偿，谐波补偿后的效果比较差。本发明方法由于预置了延迟时间补偿角，补偿后的电流较接近于正弦波。
权利要求
1.有源滤波器谐波电流检测的延迟时间的补偿方法，含有基于瞬时无功功率理论的瞬时空间矢量法，其特征在于它在由两相旋转到两相静止坐标变换时在变换矩阵中加入了用于补偿延迟时间的Δθ角，其中，Δθ＝nωΔT，n是谐波次数，ω是基波角频率，ΔT是延迟时间，它依次含有以下步骤(以检测第n次谐波电流为例)(1)把一相电压的瞬时值e经n倍频后通过锁相环PLL和正、余弦发生电路得到与该瞬时值e同相位的正弦信号sinnωt和对应的余弦信号cosnωt，从而得到变换矩阵CCn=-sinnωtcosnωtcosnωtsinnωt;]]>(2)把三相电流ia、ib、ic经过已知的3S/2R(三相静止坐标系/两相旋转坐标系)变换矩阵C32，变换成静止的α、β两相坐标系的电流iα、iβiαiβ=C32·iaibic]]>C32=231-12-12032-32;]]>(3)把两相电流iα、iβ经过变换矩阵Cn求出两相坐标系下的该n次谐波电流的有功和无功电流分量ipniqn=Cn·iαiβ=Cn·C32·iaibic;]]>(4)该ipn、iqn再经LPF低通滤波得出n次谐波有功和无功电流的直流分量ipn、iqni‾kPn=ΔsT+ΔsikPn+TT+Δsi‾(k-1)Pn]]>i‾kqn=ΔsT+Δsikqn+TT+Δsi‾(k-1)qn;]]>T滤波时间常数；Δs采样区间；k时刻；(5)该inp、iqn经过加入了补偿角Δθ的特殊变换矩阵CΔθ求出两相坐标系电流iαn、iβniαniβn=CΔθ·i‾pni‾qn=-sin(nωt+Δθ)cos(nωt+Δθ)cos(nωt+Δθ)sin(nωt+Δθ)-1·i‾pni‾qn;]]>其中，Δθ＝nωΔT；(6)根据需要，把iαn，iβn经已知的2R/3S(两相旋转坐标系/三相静止坐标系)变换矩阵C23最终得到第n次谐波电流ianibnicn=C23·iαniβn]]>，其中C23为C32的逆矩阵。
2.根据权利要求1所述的有源滤波器谐波电流检测的延迟时间的补偿方法与提出的系统，其特征在于，它含有依次与负载连接的霍尔元件和信号处理单元，输入端与信号处理单元输出端相连的数字信号处理器DSP，依次与该DSP输出端相连的脉宽调制(PWM)电路和输出端接入电网的用于产生谐波补偿电流的智能功率模块IPM模块，其中，该DSP模块含有从输入端起依次相串联的D/A转换器、谐波计算单元、延迟时间补偿模块和数字量输出模块。
3.根据权利要求2所述的系统，其特征在于所述的DSP是TMS320F240PQA。
全文摘要
有源滤波器谐波电流检测的延迟时间的补偿方法及系统，属于谐波电流检测中延迟时间补偿技术领域，其特征在于它改进了传统的基于瞬时无功功率理论的瞬时空间矢量法，在进行两相旋转到两相静止坐标变换时在变化矩阵中加入Δθ角来补偿延迟时间，Δθ＝nωΔT，n是谐波次数，ω为基波角频率，ΔT为延迟时间。从而解决了数字式控制器的延迟时间的问题，实现了谐波电流的实时补偿，保证了有源滤波器的补偿特性，避免了由于需要高计算速度的装置来减少谐波电流检测所占用的时间，从而使得有源滤波器的价格极高，难于在国内推广的问题。
文档编号H02J3/01GK1402406SQ0212937
公开日2003年3月12日 申请日期2002年9月6日 优先权日2002年9月6日
发明者张超, 杨耕, 杜继宏 申请人:清华大学