专利名称：变换器的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及到将DC电压变换成一种输出直流电压的变换器，按照权利要求1前序部分特别适用于TV或计算机屏幕。
背景技术：
这种变换器的例子可以参见美国专利US5777859，还可以参见Motorola Inc.于1996年出产的高强度谐振控制器件MC33067和MC34067的数据图表，如图6所示。
按照图6的变换器包括一个整流器件2，用于将输入电压Um变换成DC电压UBat。整流器件2是由全波二极管桥式整流器2-1和一个串联连接的平滑电容CEL组成的。
变换器还包括具有可控切换元件S1，S2的一个桥式电路7用于将DC电压UBat变换成AC电压U～，再由串联连接的一个切换电路3变换成变换器的输出直流电压Uout。
切换电路3包括一个谐振功率变换器3-1和串联连接的第二整流器3-2。功率变换器3-1的输入端并联着一个由电容Cs和两个线圈Ls，Lp构成的串-并联电路。变压器13与线圈Lp并联的原边一侧连接到原边一侧的多个绕组n1。在变压器的副边一侧具有n2个绕组，有一个电容Cp与其并联连接。电容Cp上的电压产生功率变换器3-1的输出电压。和第一整流器2具有相同实施例的第二整流器3-2在其输入端接收来自功率变换器3-1的输出电压，并且在其输出端产生变换器的输出电压Uout。
该输出直流电压Uout通常是输出到连接在变换器上的一个负载17。为了驱动桥式电路7的切换元件S1，S2，变换器还包括一个控制电路5’，它响应反映变换器输出直流电压Uout大小的第一反馈信号而产生控制信号。
如果在输入电压也就是AC电压U～在一个宽电压范围内分布的条件下工作，谐振功率变换器3-1的效率就会明显下降，在这种情况下，由于功率变换器3-1内部电抗性的功率循环，会出现不利的损失。
用图7的全波电路实现桥式电路7就可以克服这一缺点。该全波电路包括两个并联分支，它们各自具有两个串联连接的可控切换元件S1…S4。DC电压输入电压UBat被提供给全波电路7的并联分支，同时在两个并联分支的两个切换元件之间提供AC电压U～。
控制电路5产生控制信号，按照以下被称为“半桥模式”的第一变换器工作模式或以下被称为“全桥模式”的第二变换器工作模式单独地驱动各个可控切换元件S1，S2。两种模式间的切换是由控制电路5按照反映DC电压UBat大小的第二反馈信号来执行的。
在例如100到200V的低DC电压下，桥式电路7按照全桥模式工作，相位余量是180°。另一方面，在例如200到380V的较高DC电压下，桥式电路7按照半桥模式工作。通过在工作模式间相应地切换就能以一种相对于完美的DC电压UBat的适当方式实现将谐振功率变换器3-1输入电压的AC电压U～范围减半。
发明内容
本发明的目的是进一步改进公知的变换器，使它产生的输出电压Uout在其工作模式在全桥模式和半桥模式间切换的过程中维持稳定。
按照本发明的这一目的是由权利要求1的装置来实现的。具体地说，按照本发明，从全桥模式到半桥模式或者是相反的切换仅仅发生在空载时间间隔内，全桥电路的至少一个切换元件在此期间是处在无负载也就是关断状态。
这样做的优点是避免了带负载切换元件之间的切换过程中产生的有害电压波动。
按照一个基本实施例，该变换器具有第一比较器电路，它按照DC电压与初始的和第二参考电压的比较结果产生一个二进制参考信号。这一第一比较器电路应该体现为一个门限检测器，它根据第一和第二参考电压限定了一个滞后环，通过这一滞后环使产生的参考信号相对于DC电压中的微小波动保持稳定。
如果在控制中采用至少一个匹配电路来执行全桥电路切换元件的控制信号电平与所需的预定电平的适配就能获得进一步的优点。
从属权利要求体现了这种变换器进一步的有益实施例。
附图简述说明书附带的附图如下
图1是按照本发明的一种变换器；
图2是图1所示变换器的一个控制电路；图3是图2所示控制电路中的一个逻辑电路；图4表示图2所示的控制电路内在半桥模式下的信号特性；图5表示图2所示的控制电路内在全桥模式下的信号特性；图6是按照现有技术状态的一种变换器，以及图7是对图6所示变换器的一种公知的改进。
发明的
具体实施例方式
以下要参照图1到5具体描述本发明的两个实施例。
图1所示的变换器与上文参照图7所述的基本相同。在两幅图中用相同的标号表示两种变换器中相同的部件。
然而，按照本发明的变换器与图7所示的公知变换器的区别在于按照图5的控制电路的实施例。
如图1所示，按照本发明的控制电路5包括用于产生二进制参考信号的第一比较器电路32和第二比较器电路22，用第二比较器产生驱动切换元件S4的第四控制信号24，并产生驱动第三切换元件S3的第三控制信号25。
所有切换元件最好都采用功率半导体器件。
按照图1，控制电路5还包括一个逻辑电路34，用于产生延迟的第一控制信号35来驱动全桥电路7的第一切换元件S1，并产生延迟的第二控制信号36来驱动第二切换元件S2。按照对第三和第四控制信号的处理来产生第一和第二控制信号35，36，因为它们是响应二进制参考信号33从第二比较器电路22输出的。控制电路5还包括一个时间延迟电路26，用于将第三和第四控制信号至少延迟一段适当的时间，该时间对应着逻辑电路34处理信号所需的时间，从而使逻辑电路34和时间延迟电路26的输出端上产生的各个控制信号能彼此同步。最后，控制电路5还包括两个匹配电路29和37，用于执行时间延迟的第一，第二，第三和/或第四控制信号的电平与相应的切换元件S1…S4所需的规定电平的适配。
在以下用图2具体描述上述控制电路5的内部电路22，26，32，34。
在比较器电路32中，将变换器的DC电压送到第一运算放大器32-1的反向输入端和第二运算放大器32-2的非反向输入端。第一运算放大器32-1将DC电压与出现在其非反向输入端的第一规定参考电压Vref1相比较，而第二运算放大器32-2将DC电压与出现在其反向输入端的第二规定参考电压Vref2相比较。第二运算放大器32-2的输出被提供给一个NAND元件32-3的一个输入，将第一比较器32的输出反馈给NAND元件的第二输入。第一NAND元件32-3的输出和第一运算放大器32-1的输出共同构成第二NAND元件32-4的输入，其输出在同时构成第一比较器电路32的输出。
为第一比较器电路32描述的电路结构通过限定了一个滞后环的两个内部参考电压Vref1和Vref2构成一个门限检测器。将DC输入电压UBat中的状态和变化与限定的滞后环相比较。这样就能根据全桥电路7在工作模式之间发生的切换在第一比较器电路32的输出端提供二进制参考信号33。
按照图2一类的电路结构，如果参考信号33采取二进制值0，全桥电路7就切换到全桥模式；否则，如果参考信号采取二进制值1，全桥电路7就切换到半桥模式。
按照图4a和4b，第二比较器电路22按照变换器的输出直流电压Uout和规定的第三参考电压Vref3的比较结果产生第三和第四控制信号。
由二进制参考信号33及第三控制信号25和第四控制信号24构成图2中所示的逻辑电路34的输入信号。第三和第四控制信号被送到一个NOR元件34-1的输入端，其输出被连接到一个D-触发器34-2的时钟输入C。用二进制参考信号33操作这一触发器34-2的D-输入。该逻辑电路34还包括一个AND元件34-3，用触发器34-2的反向输出信号操作其第一输入，并且用第四控制信号24操作其第二输入。在这一AND元件34-3的输出端输出时间延迟的第二控制信号36。逻辑电路34还包括一个OR元件34-4，其第一输入连接到触发器34-2的非反向输出Q，而用其第二输入接收第三控制信号25。在这一OR元件34-4的输出端输出时间延迟的第一控制信号。
与第二比较器电路22的输出上产生第三和第四控制信号相比，逻辑电路34产生第一和第二控制信号需要一定的额外时间。为了补偿这一时间差别，控制电路5还包括用来延迟第三和第四控制信号的时间延迟电路26，让这两个信号与第一和第二控制信号具有准确的时间关系。为了达到这一目的，时间延迟电路26要将第三和第四控制信号分别延迟到逻辑电路34能够由第三和第四控制信号产生第一和第二控制信号所需的时间。为了实现这一延迟，按照图2的第三和第四控制信号25，24在每一种情况下都要通过两个NAND元件26-1…26-4的一个串联电路。
图3表示逻辑电路34的第二实施例，在其中NOR元件34-1，AND元件34-3和OR元件34-4的上述功能在各种情况下都是由一个纯NAND元件来执行的。逻辑电路34的这一具体实施例具有特殊的优点，因为在逻辑电路34和时间延迟电路26双方使用的串联连接的NAND元件可以使这两个电路各自的延迟时间较好地匹配。所获得的控制信号彼此间更加精确的同步或者是时间调节能够按更加精确或者是更加准确的定时来驱动切换元件S1-S4。
图4表示在全桥电路7工作在半桥工作模式下的一个切换周期1/fs期间的二进制控制信号。图4a和图4b表示第二比较器电路22的输出端上的第四和第三控制信号。图4c表示NOR元件34-1的输出端上的二进制信号的特性，该信号被作为时钟信号送到逻辑电路34中的触发器34-2的C输入端。
图4d-4g中的信号随着控制电路5输出端的电平适配对应着第四，第三，第一和第二控制信号30，31，38，39。
参见图4d中的信号20，用于驱动切换元件S4的第四控制信号基本上对应着来自图4a的信号24，但是与其相比延迟了一个延迟时间tdelay。如上所述，这一时间延迟是由时间延迟电路26产生的。对图4e所示的信号31采用同样的延迟，这样，用于驱动切换元件S3的第三控制信号与图4b中的信号25相比就被延迟了同样的时间延迟tdelay。
将图4d和4e中的信号特性加以比较就可以看出，在半桥模式下，两个切换元件S3和S4交替切换导通和关断，中间有一个中断也就是空载时间ttot。在这一空载时间内，两个切换元件都关断。另外，图4f和4g表示了切换元件S1在半桥模式下持续导通，而切换元件S2在同时则持续关断。
图5与图4的不同之处是表示了全桥电路7的控制信号在全桥模式下工作时的特性，也就是在低DC输入电压的情况下。在这种模式下，图5a-5e所示的信号特性对应着上文中参照图4a-4e所述的信号特性。在这种具体情况下是交替地切换两个切换元件S3和S4，不用考虑空载时间。图5f和5g的信号特性表示的情况是，在全桥模式下，考虑到空载时间ttot的切换元件S1和S2也是交替切换导通和关断的。具体地说，如果将图5g与5d而5f与5e相比较，切换元件S2是和切换元件S4并联驱动的，而切换元件S1是和切换元件S3并联驱动的。
按照本发明，一旦参考信号33被改变，从全桥模式到半桥模式的切换或者是相反的切换始终发生在第一空载时间间隔ttot内。按照这种方式，如果工作模式有变化，切换元件S1…S4就总是关断的。这样，与图7中部件的负载相比，在图1中的切换元件以及谐振功率变换器3-1的各无源部件的负载部可以减小，从而使这些部件可以采用低负载部件。
权利要求
1.在TV或计算机屏幕中用于将DC电压(UBat)变换成输出直流电压(Uout)的一种变换器包括一个全桥电路(7)，它具有可控切换元件(S1…S4)，用于将DC电压(UBat)斩波成其输出端上的一个AC电压(U～)；一个切换电路(3)，用于将AC电压(U～)变换成变换器的输出直流电压(Uout)；以及一个控制电路(5)，它按照第一或第二变换器工作模式产生用于驱动可控切换元件(S1…S4)的控制信号，这其中在两种模式间的切换是按照反映DC电压(UBat)大小的一个参考信号来执行的，其特征在于控制电路(5)在产生控制信号时还要考虑到对变换器直流电压(Uout)的补偿；并且控制电路(5)仅仅在至少一个切换元件(S1…S4)被关断的一个空载时间间隔ttot期间执行从第一到第二变换器工作模式的切换或者是相反的切换。
2.按照权利要求1的变换器，其特征在于全桥电路(7)具有两个并联分支，它们各自具有两个串联连接的可控切换元件，用来接收与并联分支相并联的DC电压(UBat)，并且在两个并联分支各自的两个切换元件之间输出AC电压(U～)。
3.按照权利要求2的变换器，其特征在于控制电路(5)具有第一比较器电路(32)，它按照DC电压(UBat)与第一和第二参考电压(Vref1，Vref2)的比较结果产生一个二进制参考信号；以及第二比较器电路(22)，它按照变换器输出直流电压(Uout)和规定的第三参考电压(Vref3)的比较结果产生用于驱动第四切换元件(S4)的第四控制信号，并产生用于驱动第三切换元件(S3)的第三控制信号。
4.按照权利要求3的变换器，其特征在于第一比较器电路(32)体现为一个门限检测器。
5.按照权利要求3或4的变换器，其特征在于控制电路进一步包括一个逻辑电路，用于响应二进制参考信号根据第三和第四控制信号来产生驱动第一切换元件(S1)的第一控制信号，并产生驱动第二切换元件(S2)的第二控制信号。
6.按照权利要求3到5之一的变换器，其特征在于控制电路(5)具有一个时间延迟电路(26)，用于将第三和第四控制信号至少延迟供逻辑电路(34)处理信号所需的一段适当的时间。
7.按照权利要求3到6之一的变换器，其特征在于控制电路还具有至少一个匹配电路(29，37)，用于执行延迟的第一，第二，第三和/或第四控制信号的电平与相应的切换元件所需的规定电平的适配。
8.计算机或电视机专用的一种屏幕，其特征是具有权利要求1到7之一所述的那种变换器。
全文摘要
本发明涉及到在TV或计算机屏幕中用于将DC电压U
文档编号H02M3/28GK1374740SQ0210809
公开日2002年10月16日 申请日期2002年2月26日 优先权日2001年3月1日
发明者U·贝克 申请人:皇家菲利浦电子有限公司