专利名称：直流－直流变换器的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及用来向负载供给直流电的直流-直流变换器。
公知的具有缓冲(snubber)电路的直流-直流变换器例如有日本的实用新专利申请公开公报号1-127388等。
现有技术的典型DC-DC变换器如
图1所示，例如包括由整流平滑电路形成的直流电源1、输出变压器2、开关元件3、输出整流平滑电路4、控制电路5和一般称之为缓冲电路的浪涌吸收电路6。变压器2具有绕在磁芯7上且相互实现了电磁耦合的一次和二次线圈8、9。由FET形成的开关元件3具有作为第一以及第二主端子的漏极D、源极S和作为控制端子的栅极G。开关元件3的一端(即漏极D)经具有电感性的一次线圈8与直流电源1的一端1a连接，开关元件3的另一端(即源极S)与直流电源1的另一端1b连接。输出整流平滑电路4由输出整流用二极管10和输出平滑用电容器11构成。一次线圈8和二次线圈9的极性设定成如图1的黑点所示那样。因此，与二次线圈9连接的二极管10在开关元件3的导通期间保持截止，而在截止期间保持导通。平滑用电容器11经二极管10与二次线圈9并联。在与平滑用电容器11连接的一对输出端子12、13之间连接负载14。电压检测电路15检测一对输出端子12、13之间的电压并将其送往控制电路5。电压检测电路15一般由检测输出电压的分压电阻、基准电压源和误差放大器构成，将从分压电阻得到的输出电压的检测值和基准电压源的基准电压输入到误差放大器，误差放大器的输出变成电压检测信号或电压反馈控制信号。控制电路5响应电压检测电路15的输出形成用来使输出端子12、13之间的电压恒定的控制信号，由此去控制开关元件3的通断。在图2中，用VGS表示的栅源电压与由控制电路5形成的控制信号相当，供给到开关元件3的栅极和源极之间。开关元件3的反复通断的频率例如是20～150KHz左右。
再有，电压检测电路15的输出和控制电路5的输入一般是光耦合。
浪涌吸收电路6由二极管16、吸收浪涌用的电容器17和电阻18构成。吸收浪涌用的电容器17经二极管16与一次线圈8并联连接。电阻18与吸收浪涌用的电容器17并联连接。二极管16被连接成当开关元件3截止时可由一次线圈8产生的电压来使其产生正向偏置。再有，浪涌吸收电路6有时经直流电源1与一次线圈并联连接。此外，浪涌吸收电路6有时还与二次线圈并联连接。
当利用该DC-DC变换器向负载14供电时，使作为从控制电路5输出的控制信号的开关元件3的栅源电压VGS像图2所示那样变化，使开关元件3导通、截止。在开关元件3的导通期间TON内，在由电源1、一次线圈8和开关元件3形成的闭合回路中流过电流。因为在该导通期间输出整流平滑用二极管10截止，因此变压器2的磁芯7积蓄磁能。在开关元件3的截止期间TOFF内，利用变压器2的积蓄能量的释放，二次线圈9感应出的电压使输出整流二极管10导通，从而向输出平滑用电容器11和负载14供电。
若在一次线圈8流过电流的状态下使开关元件3转换到截止状态，则在具有电感的一次线圈8中产生很大的浪涌电压。假如不设置浪涌吸收电路6，则一个作为一次线圈8的浪涌电压与电源1的电压ES之和的电压将加在开关元件3上，从而会损坏开关元件3。但是，若设置浪涌吸收电路6，则可以吸收开关元件3截止时的浪涌电压。即，在DC-DC变换器正常工作时，浪涌吸收用电容器17被充电，极性如图1所示。在开关元件3截止时，一次线圈8的电压V1比浪涌吸收用电容器17的电压VC还要高，所以，二极管16处于导通状态，浪涌电压被电容器17吸收。当二极管16处于导通状态时，一次线圈8的电压V1被浪涌吸收用电容器17箝位。此后，若一次线圈8的电压V1比浪涌吸收用电容器17的电压VC低，则二极管16处于截止状态。浪涌吸收用电容器17的放电电流流过电阻18，所以，电容器17的电压VC慢慢下降，但不会低于一次线圈8的电压V1。
一次线圈8如图1的虚线所示，具有漏电感L和寄生电容、即杂散电容C1，进而，开关元件3也有杂散电容C2。再有，在以下的说明中，将C1+C2称作杂散电容C。漏电感L等效地与一次线圈8串联连接，杂散电容等效地与由一次线圈8和漏电感L组成的串联电路并联连接。结果，形成LC谐振电路、即振铃电路，如图2的区间t1-t2所示，开关元件3的漏源电压VDS因振铃效应而振荡。再有，杂散电容C比浪涌吸收用电容器17和输出平滑用电容器11的容量小得多。此外，LC谐振电路的谐振频率f0为1/{2π(LC)}]]>即1/{2π(LC)1/2}因该LC谐振电路的电感L等效地与一次线圈8串联连接，故开关元件3的漏源电压是电源1的电压ES、一次线圈8的电压V1与谐振产生的电感L的电压Vr之和。
参照图3详细说明开关元件3的截止时的动作。图3的VDS波形表示了图2的VDS波形的局部放大图，Id表示二极管16的电流。若开关元件3在图3的t1截止，则漏源电压VDS变成伴随浪涌电压的高电压。但是，如t2～t5所示那样，因二极管16在很小的延迟之后流过电流Id，故浪涌电压被电容器17的电压钳位，漏源电压VDS也受到限制。二极管16的电流Id在区间t2～t3正向流动，在区间t3～t5反向流动。区间t3～t5是反向恢复时间trr，区间t3～t4是积蓄时间ts。从电路上讲，二极管16可以看成直到反向恢复时间trr结束一直导通，所以，直到反向恢复时间trr结束，LC振铃电路经二极管16与电容器17并联连接，因此可以抑制浪涌电压。但是，因先有的二极管16的反向恢复时间trr比较短，在100ns左右，所以，二极管16的导通时间较短，在该导通期间之后会产生激励振荡。激励振荡的周期T1例如是250ns左右，激励振荡的频率例如是4MHz，比较高，所以，振铃电压变成高频噪声，会影响外部电路。
图1的直流电源1一般由与交流电源连接的整流平滑电路构成。在该整流平滑电路中，为了消除因振铃效应产生的高频噪声，不得不在交流输入线路上设置阻抗较高的消除噪声用的滤波器，这样，会使电源装置的整体效率降低，成本增加，外形尺寸增大。
本发明的目的在于提供一种能够防止或抑制开关元件截止时的激励振荡的DC-DC变换器。
为了解决上述问题并达到上述目的，本发明的DC-DC变换器包括供给直流电压的直流电源；为了使上述直流电压反复接通和断开而连接在上述直流电源的一端和另一端之间、且具有第一和第二主端子、控制端子和杂散电容的开关元件；具有经上述开关元件连接在上述直流电源的一端和另一端之间的绕组、而且上述绕组具有漏电感和杂散电容的变压器；与上述变压器连接的输出整流平滑电路；用来控制上述开关元件的导通和截止的控制电路；直接或间接地并联连接在上述变压器的绕组上、使得在上述开关元件截止时能够吸收加在上述开关元件上的浪涌电压的浪涌吸收电路，其特征在于上述浪涌吸收电路由包括浪涌吸收用电容器、整流二极管和电阻的串联电路形成，上述整流二极管的反向恢复时间比因上述漏电感、上述绕组的杂散电容和上述开关元件的杂散电容引起的上述绕组的振铃电压的周期的1/2长，而且比上述开关元件的最小截止期间短，其值设定在125ns至7μs的范围内。
再有，本发明第二方面的DC-DC变换器可以将放电用电阻与浪涌吸收用电容器并联连接。
此外，本发明第3方面的DC-DC变换器可以将放电用电阻与串联电路并联连接，该串联电路由浪涌吸收用电容器和与该电容器串联连接的电阻(以下称串联电阻)构成。
此外，本发明第4方面的DC-DC变换器可以将另外的整流二极管与串联电阻并联连接，该另外的二极管具有比反向恢复时间长的整流二极管短的反向恢复时间。
此外，本发明第5方面的DC-DC变换器可以将串联电阻和整流二极管装在同一个封装体内。
此外，本发明第6方面的DC-DC变换器最好将串联电阻值设定在10～330Ω的范围内。
此外，本发明第7方面的DC-DC变换器可以将浪涌吸收电路与开关元件并联连接。
此外，本发明第8方面的DC-DC变换器最好是其变压器设有一次线圈和二次线圈，使开关元件经一次线圈连接在直流电源的一端和另一端之间，使浪涌吸收电路直接或间接地与一次线圈并联连接。
若按照上述各发明，可以得到以下效果。
(1)利用控制开关元件截止时绕组上产生的高电压(浪涌电压)通过整流二极管在浪涌吸收用电容器中流过电流，从而吸收浪涌电压。然后，整流二极管呈反向偏置状态，但因其具有较长的反向恢复时间，故尽管是反向偏置也能够维持导通状态。因此，能够较长时间维持浪涌吸收用电容器与绕组并联连接的状态。在整流二极管的反向恢复时间内，杂散电容变成经整流二极管与浪涌吸收用电容器并联连接的状态，能够抑制或消除因绕组的漏电感和杂散电容引起的激励振荡。结果，可以抑制由激励振荡产生的噪声，而且，可以防止因激励振荡而损坏开关元件。
(2)因在吸收浪涌之后浪涌吸收电容器的电荷可以通过绕组释放，故可以在输出侧或电源侧再生电功率，从而提高效率。
此外，若按照本发明的第二和第3方面的内容，可以提高浪涌吸收用电容器的放电调整的自由度。
此外，若按照本发明的第4方面的内容，可以消除串联电阻的影响，能够在刚截止后迅速进行浪涌吸收。
此外，若按照本发明的第5方面的内容，通过将串联电阻与整流二极管做成一体，可以减少部件数量，可以谋求低成本和小型化。
图1是表示现有技术的DC-DC变换器的电路图。
图2是概略地表示各部分的电压的波形图。
图3是表示图2的VDS的一部分和二极管16的电流的波形图。
图4是表示第一实施例的DC-DC变换器的电路图。
图5是概略地示出图4的控制电路的方框图。
图6是概略地示出各部分的电压的波形图。
图7是表示图6的VDS的一部分和图4的二极管21的电流的波形图。
图8是将使图4的二极管21的反向恢复时间变短时的VDS和Id和图7一样示出的波形图。
图9是表示第二实施例的DC-DC变换器的电路图。
图10是概略地示出图9的二极管和电阻的复合元件的截面图。
图11是表示第三实施例的DC-DC变换器的电路图。
图12是表示第四实施例的DC-DC变换器的电路图。
图13是表示第五实施例的DC-DC变换器的电路图。
下面，参照图4～图13说明本发明的实施例。在图4～图12中，对和图1～图3实质上相同的部分附加相同的符号并省略其详细说明。此外，在图4～图13中，凡是共同的部分都附加相同的符号，只在一处进行详细说明，而在别处则省略其说明。再有，在下面的说明中，必要时也参照图1～图3。
第一实施例图4所示的第一实施例的DC-DC变换器例如具有直流电源1、输出变压器2、开关元件3、输出整流平滑电路4、控制电路5、本发明的缓冲电路(即浪涌吸收电路)6a和电压检测电路15。变压器2具有绕在磁芯7上且相互实现了电磁耦合的一次和二次线圈8、9。由FET形成的开关元件3具有作为第一以及第二主端子的漏极D和源极S，并且具有作为控制端子的栅极G。开关元件3的一端(即漏极D)经具有电感和杂散电容的一次线圈8与直流电源1的一端1a连接，开关元件3的另一端(即源极S)与直流电源1的另一端1b连接。输出整流平滑电路4由输出整流用二极管10和输出平滑用电容器11构成。一次线圈8和二次线圈9的极性设定成如图1的黑点所示那样。因此，与二次线圈9连接的二极管10在开关元件3的导通期间保持截止，而在截止期间保持导通。平滑用电容器11经二极管10与二次线圈9并联。在与平滑用电容器11连接的一对输出端子12、13之间连接负载14。电压检测电路15检测一对输出端子12、13之间的电压并将其传送往控制电路5。电压检测电路15总体上由检测输出电压的分压电阻、基准电压源和误差放大器构成，将从分压电阻得到的输出电压的检测值和基准电压源的基准电压输入到误差放大器，误差放大器的输出变成电压检测信号或电压反馈控制信号。
控制电路5响应电压检测电路15的输出形成用来使输出端子12、13之间的电压恒定的控制信号，并将其供给开关元件3。图5概略地示出图4的控制电路5的一个例子。图5的控制电路5由锯齿波发生器5a、比较器5b和驱动电路5c构成。比较器5b将例如频率约为20～150KHz的锯齿波电压与来自输入线15a上的图4中的电压检测电路15的输出电压进行比较以便生成方波脉冲，然后经驱动电路5c将包括该脉冲的控制信号送往开关元件3的栅极G。由图6的方波形成的栅源电压VGS是开关元件3的控制信号。
再有，电压检测电路的15的输出与控制电路5的输入一般由光耦合实现。
浪涌吸收电路6a由本发明的反向恢复时间长的二极管21、浪涌吸收用电容器17和放电用电阻18及电阻20构成。浪涌吸收用电容器17经二极管21和电阻20与一次线圈8并联连接。
电阻20消耗一次线圈8的电压振荡能量，该电阻20与整流二极管21和浪涌吸收用电容器17两者串联连接。因此，称该电阻20为串联电阻。该串联电阻20的电阻值在直流电源1的电压ES为140V～280V时设定为10～330Ω左右，在图4的实施例中大约是47Ω。与由浪涌吸收用电容器17和串联电阻20构成的串联电路并联连接的放电用电阻18最好设定成比串联电阻20大的值。再有，为了使该电阻18与串联电阻20相区别，将它称作并联电阻或放电用电阻。该放电用电阻18也可以省去，但为了提高浪涌吸收用电容器17的放电设定的自由度，最好还是设置该电阻。
整流二极管21与图1的二极管16一样，具有当开关元件3截止时在一次线圈8产生的电压V1下正向偏置的倾向，并连接在一次线圈8和浪涌吸收用电容器17之间。因此，由整流二极管21、串联电阻20和浪涌吸收用电容器17构成的串联电路与一次线圈8并联连接。
整流二极管21的反向恢复时间trr具有比不设浪涌吸收电路产生的振铃电压的周期的1/2长且比开关元件3的最小截止期间短的值。这里，振铃电压的周期T1是指图3所示的开关元件3的漏源电压VDS的振荡成分的周期。此外，最小截止期间是指开关元件3能够取得的一次最短截止时间。换言之，最小截止时间是指开关元件3以最高的导通-截止频率动作时其截止时间的值。
开关元件3刚截止后一次线圈8产生的振铃电压如图2和图3所示，这是当由开关元件3截止状态下的一次线圈8的漏电感形成的电感L以及由一次线圈8的杂散电容C1和开关元件3的杂散电容C2形成的总杂散电容C所组成的LC谐振电路发生谐振时产生的电压。该振铃电压的频率比开关元件3的导通-截止频率(例如20～150KHz)高得多。二极管21的最佳反向恢复时间是图2所示的因LC谐振引起的激励振荡的发生期间t1～t2。激励振荡频率大约为4MHz，激励振荡的发生期间大约为2.5μs，最小截止期间是7μs左右，激励振荡周期是250ns左右，所以，二极管21的反向恢复时间希望在125ns～7μs范围内，最好在125～1000ns左右。本实施例的二极管21的反向恢复时间trr例如是600ns，比输出整流用二极管10和图1的现有技术的二极管16的反向恢复时间(约100ns)大幅度地延长了。再有，二极管21的反向恢复时间trr是从图7所示的二极管21的电流Id反向流动开始的时刻t3到该电流Id达到t4时的峰值的10％时的时刻t5。在图7中，二极管21流过具有约1.5A峰值的正向电流，然后流过具有约0.25A峰值的反向电流。因此，反向恢复时间trr是从图7所示的时刻t3到反向电流达到峰值的10％时的0.025A的时刻t5。
包含在二极管21的反向恢复时间trr中的积蓄时间ts可以设定在125ns～7μs范围内，最好在125～500ns左右。本实施例的积蓄时间ts最好是比振铃电压的周期T1的1/2长且比开关元件3的最小截止期间短的时间。
二极管21应由当流过阶梯状的正向电流时其正向电压VF的上升沿的峰值很低的元件构成。本实施例的二极管21在以阶梯状流过10mA的正向电流时，其正向电压VF的上升沿的峰值约为6.4V。作为能满足反向恢复时间trr和正向电流的上升沿特性的二极管21，可以使用Sanken电子有限公司制造的二极管SAR01。
再有，当使用反向恢复时间长的二极管21达不到反向恢复时间目标值时，可以利用浪涌吸收用电容器17的容量去调整反向恢复时间trr。如果减小浪涌吸收用电容器17的容量，则反向恢复时间trr变长。在该实施例中，浪涌吸收用电容器17的容量设定为0.0005μF～0.015μF左右的值。
其次，参照图6和图7说明图4的DC-DC变换器的动作。图4的DC-DC变换器除浪涌吸收电路6a的动作之外与图1的DC-DC变换器的动作相同。即，如图6所示那样，通过使开关元件3的栅源电压VGS断续地出现高电平，使开关元件3进行通断动作，在导通期间Ton变压器2积蓄能量，在截止期间Toff放出该能量，供给电容器11和负载14。电压检测电路15和控制电路5的输出电压的调整与图1的DC-DC变换器类似地进行。
若开关元件3例如在图6的t1转换成截止状态，则在一次线圈8中产生浪涌电压，但因二极管21导通，如图7的Id所示那样，1.5A左右的正向电流通过二极管21流入浪涌吸收用电容器17，所以，浪涌电压被电容器17抑制，开关元件3的漏源电压VDS不会变得太高。当通过吸收浪涌电压而使电容器17的电压上升时，则会对二极管21施加反向电压。因在二极管21积蓄浪涌电压吸收时流过的正向电流的少数载流子，故即使施加反向电压二极管21也能维持导通，如图7的t3～t5所示那样，二极管21的电流Id反方向流动。在图7中，t3～t4是积蓄时间ts，t3～t5是反向恢复时间trr。在反向恢复时间trr中，一次线圈8和开关元件3等的杂散电容C变成经二极管21和振动能量吸收用电阻20与电容器17并联连接的状态，阻止一次线圈8的LC的高频谐振电路的形成。结果，一次线圈8的电压不会产生激励振荡，开关元件3的漏源电压VDS在图6中的刚过t1之后，在伴随较低电平的浪涌电压上升之后，逐渐降低，在图6的比t2时刻稍靠前的时刻变成大致一定的值。图6和图7中的刚过t1之后的漏源电压VDS的峰值比过去低，这是因为使用了正向电流上升时的电阻以及电压VF低的二极管21。
再有，若二极管21的积蓄时间ts比图7的情况短(为150ns左右)以及其反向恢复时间trr为300ns左右，则开关元件的漏源电压VDS和二极管21的电流Id像图8所示那样变化。这时，虽然以低电平产生振荡，但该激励振荡比图1的过去的情况还是有所改善。
当如上所述不产生激励振荡引起的高频噪声时，对外部电路的干扰变小。此外，在电源1由整流平滑电路构成的情况下，不必在该交流输入线上连接用来除去因激励振荡引起的噪声的滤波器，能够提高电源装置的整体效率，可以谋求装置的小型化和低成本。
在图4的DC-DC变换器中，二极管21在反向恢复时间trr的导通期间，电容器17、电阻20、二极管21和一次线圈8的闭合回路中流过与导通期间Ton的电流方向相反的电流。因此，电容器17释放出的能量在二次线圈9一侧被再生，这有助于提高效率。即，电容器17不通过电阻18进行完全放电，可以在一次线圈8中再生。
第二实施例图9所示的第二实施例的DC-DC变换器将图4的DC-DC变换器的浪涌吸收电路6a变成浪涌吸收电路6b，其余部分和图4一样。图9的浪涌吸收电路6b除了使图4的浪涌吸收电路6a的并联电阻18直接与电容器17并联之外，与图4相同。只是，如图10所示，串联电阻20和二极管21一体形成。
将电阻18、20的连接位置像图9所示那样改变后的浪涌吸收电路6b的工作实质上和图4的浪涌吸收电路6a相同，可以得到同样的作用效果。
在该第二实施例中，因进而像图10所示那样将电阻20和二极管21装在同一个树脂封装体23内，故能够将两个部件作为一个复合部件24，可以谋取DC-DC变换器的小型化和低成本化。在图10的复合部件24中，由电阻芯片形成的电阻20和由半导体芯片形成的二极管21用钎料25结合在一起，一个端子26通过钎料27与电阻20结合，另一个端子28通过钎料29与二极管21结合。
第三实施例图11所示的第3实施例的DC-DC变换器设有将图4的DC-DC变换器的浪涌吸收电路6a变形后的浪涌吸收电路6c，其余的构成部分与图4一样。图11的浪涌吸收电路6c相当于在图4的浪涌吸收电路6a附加第二整流二极管16a。即，图11的浪涌吸收电路6c与图9一样，具有由第一整流二极管21、串联电阻20和电容器17组成的串联电路。但是并联电阻18与图9一样直接与电容器17并联连接。第二整流二极管16a与串联电阻20并联连接。第二整流二极管16a的积蓄时间ts和反向恢复时间trr都比第一整流二极管21短，具有与图1的现有技术的整流二极管16同样的电特性。
在图11的DC-DC变换器中，当开关元件3截止时，利用一次线圈8的电压使第一和第二整流二极管21、16a导通，通过它们使电容器17流过浪涌电流。因此，第二整流二极管16a起旁路串联电阻20的作用，电容器17吸收浪涌电压，当该电压Vc变高时，第一和第二整流二极管21、16a处于反向偏置状态。因第二整流二极管16a的积蓄时间和反向恢复时间短，故在较短的时间内变成截止状态，而因第一整流二极管21的积蓄时间和反向恢复时间长，故能在较长的时间内保持导通状态，与图4的情况一样，电容器17、电阻20和第一整流二极管21的串联电路与一次线圈8并联连接，可以防止一次线圈8的电压V1的激励振荡。因此，第3实施例具有与第一实施例同样的效果，从而，具有能够利用第二整流二极管16a的旁路作用迅速进行浪涌吸收的效果。
第四实施例图12所示的第4实施例的DC-DC变换器将浪涌吸收电路6d与开关元件3并联连接，其余与图4的构成一样。在图12中，浪涌吸收电路6d经直流电源1与一次线圈8并联连接。因此，从交流的角度看，浪涌吸收电路6d与一次线圈8并联连接，起到与图4的浪涌吸收电路6a同样的作用，第四实施例也能够得到与第一实施例同样的作用效果。再有，在图12的情况下，在电容器17吸收浪涌电压后的二极管21的反向恢复期间，电容器17处于与电源1和一次线圈8的串联电路并联连接的状态，可以抑制因一次线圈8的LC引起的振铃电压。
再有，可以与图12一样使图9和图11的浪涌吸收电路6b、6c与开关元件3并联连接。
第五实施例图13所示的第5实施例的DC-DC变换器设有将图4的输出整流平滑电路4变形后的输出整流平滑电路4a，而且，二次线圈9的极性与图4相反，其余的构成与图4一样。
即，图13的DC-DC变换器是正向型变换器，形成当开关元件3导通时可由二次线圈9向负载14和电容器11供电。因此，输出整流平滑电路4a除了输出整流二极管10和平滑用电容器11之外还具有扼流圈30和二极管31。再有，扼流圈30连接在二极管10和电容器11之间，整流用二极管31与扼流圈30和电容器11的串联电路并联连接。在图13的正向型DC-DC变换器中，浪涌吸收电路6a也能够发挥和图4的情况同样的效果。
再有，也可以将图13的浪涌吸收电路6a变形为图9、图11、和图12的浪涌吸收电路6b、6c、6d。
变形例本发明不限于上述实施例，例如可以进行以下的变形。
(1)开关元件3不限于FET，可以是双极型晶体管等半导体开关。
(2)变压器2也可以是自耦变压器。
(3)为了形成控制电路5的电源，可以在变压器2上设三次线圈组。
(4)为了进行电流反馈控制，可以将检测电流用的电阻串接在开关元件3上。
(5)可以使控制电路5变形，改变开关元件3的通断控制形态。此外，可以采取RCC(振铃扼流变换器)型等自激式DC-DC变换器。
(6)电源1可以是电池。
(7)可以将浪涌吸收电路6A、6b、6c与变压器2的二次线圈9并联连接。这样，由于即使连接浪涌吸收电路二次线圈9也能与一次线圈8进行电磁耦合，故从交流的角度看浪涌吸收电路与一次线圈8并联。总之，若浪涌吸收电路与一次线圈8或者直接并联连接或者间接并联连接，都能得到浪涌吸收效果。
(8)在图4的电路中，可以如虚线所示那样，将与图11中同样的二极管16a并联连接在电阻20上。
(9)在图12的电路中，可以将开关元件并联连接在输出整流平滑电路4的二极管10上，与二极管10的导通同步使开关元件导通。此外，可以将开关元件分别并联连接在图13的输出整流平滑电路4a的二极管10、31上，与二极管10、31的导通同步使各个开关元件导通。因此，输出整流平滑电路4、4a的压降很小。
权利要求
1．一种DC-DC变换器，包括供给直流电压的直流电源；为了使上述直流电压反复接通和断开而连接在上述直流电源的一端和另一端之间、且具有第一和第二主端子、控制端子和杂散电容的开关元件；具有经上述开关元件连接在上述直流电源的一端和另一端之间的绕组、而且上述绕组具有漏电感和杂散电容的变压器；与上述变压器连接的输出整流平滑电路；用来控制上述开关元件的导通和截止的控制电路；直接或间接地并联连接在上述变压器的绕组上、使得在上述开关元件截止时能够吸收加在上述开关元件上的浪涌电压的浪涌吸收电路，其特征在于上述浪涌吸收电路由包括浪涌吸收用电容器、整流二极管和电阻的串联电路形成，上述整流二极管的反向恢复时间比因上述漏电感、上述绕组的杂散电容和上述开关元件的杂散电容引起的上述绕组的振铃电压的周期的1/2长，比上述开关元件的最小截止期间短，而且其值设定在125ns至7μs的范围内。
2．权利要求1记载的DC-DC变换器，其特征在于上述浪涌吸收电路进而具有与上述浪涌吸收用电容器并联连接的放电用电阻。
3．权利要求1记载的DC-DC变换器，其特征在于上述放电用电阻连接在上述浪涌吸收用电容器和上述整流二极管之间，上述浪涌吸收电路进而具有与由上述浪涌吸收用电容器和上述电阻组成的串联电路并联连接的放电用电阻。
4．权利要求1或2或3记载的DC-DC变换器，其特征在于上述浪涌吸收电路进而具有另外的整流二极管；该整流二极管具有比上述整流二极管的反向恢复时间短的反向恢复时间，该整流二极管与串联连接在上述浪涌吸收用电容器上的上述电阻并联连接。
5．权利要求1或2记载的DC-DC变换器，其特征在于串联连接在上述浪涌吸收用电容器上的上述电阻和上述整流二极管被装在同一个封装体内。
6．权利要求1～5任何一项记载的DC-DC变换器，其特征在于串联连接在上述浪涌吸收用电容器上的上述电阻具有10～330Ω的范围内的电阻值。
7．权利要求1～6任何一项记载的DC-DC变换器，其特征在于上述浪涌吸收电路与上述开关元件并联连接。
8．权利要求1～7任何一项记载的DC-DC变换器，其特征在于上述变压器包括具有漏电感和杂散电容的一次线圈和与上述一次线圈电磁耦合的二次线圈，上述开关元件经上述一次线圈连接在上述直流电源的一端和另一端之间，上述输出整流平滑电路与上述二次线圈连接，上述浪涌吸收电路直接或间接地与上述一次线圈并联连接。
全文摘要
要求降低DC—DC变换器的噪声。由开关元件3、变压器2和一次线圈8构成的串联电路与直流电源1连接。输出整流平滑电路4与变压器2连接。设置用来使开关元件3导通—截止的控制电路5。浪涌吸收电路6a与一次线圈8并联连接。浪涌吸收电路6a由二极管21、电阻20和电容器17的串联电路构成。使二极管21的反向恢复时间设定得比振铃电压的周期的1/2长且比开关元件3的最小截止时间短。
文档编号H02M1/34GK1302113SQ0013751
公开日2001年7月4日 申请日期2000年12月27日 优先权日1999年12月27日
发明者内田昭广 申请人:三垦电气株式会社