专利名称：高频低损失电极的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及一种用于在微波以及毫米波段工作的传输线和谐振器(它们都主要用于无线电通信、传输线、高频谐振器、高频滤波器、天线共用装置和通信设备，每一个都包含有高频低损失电极)中的高频低损失电极。
在高频工作的微波IC和单块微波IC中，通常使用的是容易生产的带状传输线和微带传输线，并且它们的尺寸和质量是可减小的。作为如此用途的谐振器，使用将上述传输线的长度设置得等于四分之一波长或半波长的传输线，或有环形导体的一种环形谐振器。这些传输线的传输损失和谐振器的无载Q主要由导体的损失决定。相应地，多块微波IC和单块微波IC的性能依赖于能够减小多少的导体损失。
这些传输线和谐振器利用高导电率的导体(诸如铜、金等)形成。但是金属的导电性是这类材料所固有的。选择具有高导电率的金属，并使其成为电极以减小损失的方法是有限制的。相应地，已经对这样的事实引起了关注，即在微波或毫米波的高频部分，电流集中到电极表面上，这是由集肤效应引起的，从而在导体的表面(端部)附近产生许多损失。已经从电极结构的观点对减小导体损失作了研究。例如，在第8-321706号日本未审查专利公告中揭示了这样的结构，其中将多个具有恒定宽度的线性导体以恒定间隔平行于传播方向安排，以减小导体损失。另外，在第10-13112号日本未审查专利公告中揭示了一种结构，其中把电极的端部分为多个部分，从而在端部集中的电流被分散，以减小导体损失。
但是，整个电极通过多个具有相等宽度的导体分开的方法(如第8-321706号日本未审查公告中所揭示的)有这样一个问题，即，电极的有效截面积减小，从而导体损失不能被有效减小。
另外，至于电极的端部被分为多个具有大致上相同宽度的分导体的方法(如在第10-13112号日本未审查专利公告中所揭示的)，在缓和电流的集中和减小导体损失方面有一定效果。但是，不可以认为效果是满意的。
因此，本发明的目的是提供一种高频低损失电极，其导体损失可以被有效和足够地减小。
本发明的另一个目的是提供一种传输线、高频谐振器、高频滤波器、天线共用装置以及通信设备，其中每一种都包括上述高频低损失电极，并具有低损失。
本发明是基于找到一种其端部被分为多个分导体的电极而实现的，通过根据原理设置分导体的宽度，可以有效地减小导体损失。
根据本发明，提供了第一高频低损失电极，它包含主导体，以及至少一个沿主导体的侧面形成的分导体，至少一个具有多层结构(其中薄膜导体和薄膜介质交替层叠)的分导体。
较好地，在本发明的第一高频低损失电极中，最接近分导体外侧的分导体具有小于在应用频率处的集肤深度的(π/2)倍的宽度。相应地，可以减小位于最接近外侧的分导体中的无效电流。更具体地说，为了减小位于最接近外侧的分导体中的无效电流，将分导体的宽度设置在小于在应用频率处的集肤深度δ的π/3倍。
更具体地说，在本发明的第一个高频低损失电极中，当高频低损失电极包括多个分导体时，每一个分导体的宽度小于在应用频率处的集肤深度δ的π/2倍。
再具体地说，在本发明的第一个高频低损失电极中，当高频低损失电极包括多个分导体时，多个分导体如此形成，从而其更接近于外侧的分导体更薄。相应地，导体损失可以被有效地减小。
另外，在本发明的第一个高频低损失电极中，可以在主导体和邻近主导体的分导体之间以及相邻的分导体之间分别设置分电介质。
较好地，在本发明的第一个高频低损失电极中，主导体和邻近主导体的分导体之间的间隔以及相邻的分导体之间的间隔如此形成，从而它们更接近于外侧的间隔相应于各个相邻分导体的宽度更短，目的是使大致同相的电流流过分导体。
另外，在本发明的第一个高频低损失电极中，当高频低损失电极包括分电介质时，多个分电介质可以如此形成，从而它们更接近于外侧的分电介质具有更小的介质常数。
较好的，在本发明的第一个高频低损失电极中，在具有多层结构的分导体中的薄膜导体如此形成，从而它们在更里面位置上的薄膜导体更厚。
根据本发明，提供了第二种高频低损失电极，包含主导体和沿主导体的侧面形成的多个分导体，分导体如此形成，从而它们的位于较接近于外侧的分导体具有更小的宽度，至少一个分导体具有多层结构(其中薄膜导体和薄膜电介质交替层叠)。
较好地，在本发明的第二个高频低损失电极中，将至少一个分导体的宽度设置为小于在应用频率处的集肤深度δ的π/2倍，目的是减小无效电流。
更具体地说，在本发明的第二个高频低损失电极中，至少一个分导体的宽度设置为小于在应用频率处的集肤深度δ的π/3倍，目的是进一步减小无效电流。
还有，在本发明的第二个高频低损失电极中，可以在主导体和与主导体相邻的分导体之间以及相邻的分导体之间分别设置分电介质。
较好地，在本发明的第二个高频低损失电极中，如此设置主导体和与主导体相邻的分导体之间的间隔以及相邻的分导体之间的间隔，从而它们的位于较接近外面的间隔相应于各个相邻的分导体的宽度而更短，目的是使大致上同相的电流流过分导体。
更好地，在本发明的第二个高频低损失电极中，如此设置多个分电介质的介质常数，从而位于比较接近于多个分电介质外面的分电介质的介质常数相应于相邻的分导体的宽度而更小，以使大致上同相的电流流过各个分导体。
再好一点地，在本发明的第二高频低损失电极中，在具有多层结构的分导体中，薄膜导体如此形成，从而它们的位于更为内部位置的薄膜导体更厚。相应地，可以减小具有多层结构的分导体的导体损失。
根据本发明，提供了第三个高频低损失电极，它包含主导体和沿主导体的侧面形成的多个分导体，除了至少位于最接近于具有多层结构(其中薄膜导体和薄膜电介质交替层叠)的分导体外侧的分导体外的分导体，分导体如此形成，从而它们的更为接近于外面的分导体具有的层叠薄膜导体的数量更少。
较好地，在本发明的第一到第三个高频低损失电极中的每一个电极，主导体是薄膜多层电极，它包含交替层叠的薄膜导体和薄膜电介质。
较好地，在本发明的第一到第三个高频低损失电极中，主导体和分导体中的至少一个是由超导体制成的。
本发明的第一个高频谐振器包括本发明的第一到第三个高频低损失电极中的任何一个。
另外，本发明的第一条高频传输线包括本发明的第一到第三个高频低损失电极中的任何一个。
较好地，本发明的第二个高频谐振器包括本发明的第一条高频传输线，其中将其长度设置为四分之一波长的整数倍。
更好地，本发明的第三个高频谐振器包括上述第一条高频传输线，其长度设置为半波长的整数倍。
本发明的高频滤波器包括第一到第三个高频谐振器中的任何一个。
本发明的天线共用装置包含高频滤波器。
另外，其特征在于，本发明的通信设备包含高频滤波器和天线共用装置中的一个。
图1是三条型带状线，它包括根据本发明的实施例的高频低损失电极；图2是示出导体内部电流密度衰减的曲线图；图3描述了导体内部的电流密度的相变；图4描述了当交替安排导体和电介质时电流密度的相变；图5A是三条型带状线模型的透视图，用于分析根据本发明的多线结构电极；图5B是图5A模型中的带状导体的放大的截面图；图5C是带状导体放大的截面图；图6是图5的多层多条线模型的二维等效电路图；图7是沿图5C的多层多条线模型一个方向的一维等效电路图；图8是模拟根据本发明的多条线结构电极使用的三条型带状线模型的透视图；图9A是模拟使用的没有多条线结构的传统电极的示图；图9B示出电场分布的模拟结果；图9C描述了相位分配的模拟结果；图10描述了模拟使用的具有根据本发明的多条线结构的电极；图11A描述了图10的电极中电场分布的模拟结果；图11B描述了图10的电极中相位分布的模拟结果；图12是示出修改例子1的高频低损失电极的配置的截面图；图13是示出修改例子2的高频低损失电极的配置的截面图；图14是示出修改例子3的高频低损失电极的配置的截面图；图15是示出修改例子4的高频低损失电极的配置的截面16是示出修改例子5的高频低损失电极的配置的截面图；图17是示出修改例子6的高频低损失电极的配置的截面图18是示出修改例子7的高频低损失电极的配置的截面图；图19是示出修改例子8的高频低损失电极的配置的截面图；图20是示出修改例子9的高频低损失电极的配置的截面图；图21是示出修改例子10的高频低损失电极的配置的截面图；图22是示出修改例子11的高频低损失电极的配置的截面图；图23是示出修改例子12的高频低损失电极的配置的截面图；图24是示出修改例子13的高频低损失电极的配置的截面图；图25是示出修改例子14的高频低损失电极的配置的截面图；图26A是透视图，示出环状带式谐振器的配置，它是根据本发明的高频低损失电极的应用例子1；图26B是透视图，示出环形谐振器的配置，它是根据本发明的高频低损失电极的应用例子2；图26C是透视图，示出微带线的配置，它是根据本发明的高频低损失电极的应用例子3；图26D是透视图，示出共面传输线的配置，它是根据本发明的高频低损失电极的应用例子4；图27A是透视图，示出共面带状传输线的配置，它是根据本发明的高频低损失电极的应用例子7；图27B是透视图，示出平行槽线的配置，它是根据本发明的高频低损失电极的应用例子6；图27C是透视图，示出槽线的配置，它是根据本发明的高频低损失电极的应用例子7；图27D是透视图，示出高阻抗微带线的配置，它是根据本发明的高频低损失电极的应用例子8；图28A是透视图，示出槽线的配置，它是根据本发明的高频低损失电极的应用例子7；图28B和28C是透视图，每一个都示出半波型微带线谐振器的配置，它是根据本发明的高频低损失电极的应用例子10；图28D是透视图，示出四分之一波型微带线谐振器的配置，它是根据本发明的高频低损失电极的应用例子11；
图29A和29B是平面图，示出半波微带线滤波器的配置，它是根据本发明的高频低损失电极的应用例子12；图29C是平面图，示出环形带式滤波器的配置，它是根据本发明的高频低损失电极的应用例子13；图30是方块图，示出双工器700的配置，作为应用例子14；及图31是包括图30的双工器700的应用例子的配置。
下面，将描述根据本发明实施例的高频低损失电极。图1示出了包含本实施例的高频低损失电极1的三条型带状线。带状线具有这样的配置，其中在矩形截面的电介质2的中心部分形成具有预定宽度的高频低损失电极1，并且平行于高频低损失电极1形成接地电极3a和3b。在这个实施例的高频低损失电极1中，如图1的放大示图所示，端部被分为分导体21、22和23，从而集中在端部的电场被分散，并且减小了高频的导体损失。在这个实施例中，分导体21、22和23形成得具有其中薄膜导体和薄膜电介质交替层叠的层叠结构，由此，减小了分导体21、22和23中的导体损失，即，减小了高频低损失电极端部中的导体损失。
尤其是，在这个实施例的高频低损失电极1中，分导体23形成得通过分电介质33与主导体20相邻。分电介质32、分导体22、分电介质31以及分导体21按照这样的顺序依次向外面形成。分导体23、22和21如此形成，从而它们比较接近于外侧的分导体的宽度(离开主导体更远)更小，以减小所有分导体的导体损失，形成分导体21、22和23，使其宽度最大为在应用频率处集肤深度δ的π/2倍，并如此设置分电介质33、32和31的各自宽度，从而使大致上同相的电流流过各个分导体21、22和23。相应地，在各个分导体21、22和23中可以有效地分散当不配置分导体时集中在电极端部的电场。
另外，分导体21具有多层结构，其中层叠了薄膜导体21a、薄膜电介质41a、薄膜导体21b、薄膜电介质41b、薄膜导体21c、薄膜电介质41c、薄膜导体21d、薄膜电介质41d和薄膜导体21e。
在分导体21中，形成薄膜导体21a、21b、21c、21d和21e，从而它们位于更为内部的位置的薄膜导体更厚，目的是减小分导体的导体损失。如此设置薄膜电介质41a、41b、41c和41d的薄膜厚度，从而使大致上同相的电流相应地流过薄膜导体21a、21b、21c、21d和21e。在这种实施例中，以和分导体21相同的方式形成分导体22和23。
下面将描述比较适宜减小分导体的导体损失的薄膜导体21a、21b、21c、21d和21e的薄膜厚度，以及适宜使大致上同相的电流流过薄膜导体21a、21b、21c、21d和21e的薄膜电介质41a、41b、41c和41d的薄膜厚度。
下面，关于本实施例的高频低损失电极1，下面将描述设置分导体的线宽和分电介质的宽度的方法。
1.各个分导体中的电流和相位(各个分导体内部的电流和相位)通常，导体内部的电流密度函数J(z)由下面的数学公式1表示，这是由在高频产生的集肤效应引起的。在数学公式1中，z表示从作为参照的表面(0)沿深度方向的距离，δ表示在角频率ω(＝2πf)处的集肤深度，这由数学公式2表示。另外，σ表示导电率，μo表示真空中的磁导率。相应地，在导体内部，电流密度在离表面更深的位置减小，如图2所示。
2.J(z)＝J0e-(1+j)z/δ(A/m2)[数学公式2]δ=2/ωμ0σ]]>相应地，电流密度幅度绝对值由下面的数学公式3表示，并在z＝δ处衰减到l/e。电流密度幅度的相位由数学公式4表示。当z增加时(即，离开表面更深的位置)，相位在负侧增加，并且在z＝δ(表面集肤深度)处，相位和表面处相比减小了lrad(约60°)。
数学公式3abs(J(z))＝|J0|e-z/δ数学公式4arg(J(z))＝-z/δ相应地，用电阻率ρ＝1/σ，由下面的数学公式5表示功率损失Ploss。足够厚的导体的总功率损失P0loss由公式6表示。当z＝δ，损失总功率损失P0loss的(1-e-2)倍，即损失86.5％。
数学公式5<p>表3
内部不受到改变，则可以将功率损失减小到50％。实际上，由于导体内部电流密度的相位减小了，故难以实现上述理想状态。
(每一个分导体中的电流和相位)但是，在交替层叠分导体和分电介质的多条线结构中，可以通过利用电介质内的电流密度相位增加的现象，实现图4所示的相位在±θ范围内周期性变化的周期性的结构。即，从特征上说，在本实施例的高频低损失电极1中实现了这样的结构，即，通过在上述周期性结构中将θ设置在小值，分导体内部的电流密度相位以0为中心在相对小范围内周期性地变化，因此减小了无效电流。
相应地，从上述讨论中可以得出下面两点对于本实施例的高频低损失电极1需要首选和满足的。
(1)如此设置每一个分导体的线宽，从而使电流密度相位的变化宽度(2θ)小。如在上述描述中见到的，由于分导体的线宽更窄，故相位的变化宽度可以进一步减小，以达到上述理想的状态。实际上，考虑到生产成本，相位较好地设置在θ≤90°，最好设置在θ≤45°。
设置在θ≤90°可以通过将每一个分导体的线宽设置在πδ/2或更低而达到。另外，设置在θ≤45°可以通过将每一个分导体的线宽设置在πδ/4或更低而达到。
(2)如此设置分电介质的宽度，从而位于电流流入侧的各个分导体中变化的电流密度相位被抵消。
2.用等效电路处理的多条线结构下面，将参照简化的模型结构描述本发明的高频低损失电极的多条线结构。
图5A示出了三条型条状线模型，它可以相对容易地分析，并将用于下面的描述中。该模型具有这样的配置，其中在电介质102中设置具有矩形截面的带状导体101。带状导体101如此配置，从而截面如图5B所示左右上下对称。另外，如图5C所示，带状导体101在其端部具有多条线结构，沿厚度方向由多层构成。更具体地说，带状导体101由许多分导体构成，并具有矩阵结构，其中分导体(1，1)，(2，1)，(3，1)，……是沿厚度方向安排的，而分导体(1，1)，(1，2)，(1，3)……是沿宽度方向安排的。
由图5C中的多层多条线模型示出的二维等效电路可以由图6表示。在图6中，Fcx表示导体沿其宽度方向的串联矩阵，Fcy表示导体沿厚度方向的串联矩阵。相应于各个分线的码(1，1)，(1，2)……被附加到Fcx和Fcy上。
Ft表示介质层沿各条线的串联矩阵。介质层从最上面的层开始计数。Fs表示相邻的导线沿宽度方向的串联矩阵，并从外面开始计数。各个串联矩阵Fcx，Fcy，Ft和Fs由下面的公式10到13表示。在公式10到13中，L和g表示每一个分导体的宽度和厚度，S表示相邻的分导体之间的分电介质的宽度。相应地，串联矩阵Fcx，Fcy，Ft和Fs相应于各个分导体的宽度和厚度以及各个分电介质的宽度。在这种情况下，Zs表示每一个导体的表面(特性)阻抗，并由Zs＝(1+j){(ωμo)/(2σ)}表示。
数学公式10Fcx=cosh(1+jδ·L2)Zssinh(1+jδ·L2)1Zssinh(1+jδ·L2)cosh(1+jδ·L2)]]>数学公式11Fcy=cosh(1+jδ·g2)Zssinh(1+jδ·g2)1Zssinh(1+jδ·g2)cosh(1+jδ·g2)]]>数学公式12F1=1jωμ0t(1-ϵmϵt)01]]>数学公式13Fs=1jωμ0S(1-ϵmϵs)01]]>相应地，在理论上，各个分导体的线宽L和厚度g，以及各个分电介质的宽度S和厚度t可以如此设置，从而通过根据图6的二维等效电路图操作连接矩阵，使各个导电体的表面阻抗的实数部分(电阻分量)最小。
但是，根据图6的二维等效电路以及在上述的条件下，难以分析决定各个分导体的线宽L和厚度g以及各个分电介质的宽度S和厚度t。
相应地，发明人通过使用图7的等效电路(它是图6的等效电路的宽度方向的一维模型)，在这样的条件下得到由公式14表示的递推式，即，各个分导体的表面阻抗的实数部分(电阻分量)是最小的。在参数b满足递推公式和公式15以及公式16的情况下，设置各个分导体的线宽L和各个分电介质的宽度S。图7的等效电路是一维模型，其中图6的等效电路取单层，单层的厚度方向不考虑。
数学公式14bk+1＝tanh-1(tan bk)数学公式15Lk+1＝Lk(bk+1/bk)数学公式16Sk+1＝Sk(bk+1/bk)如上所述，设置了各个分导体的线宽L和各个分电介质的宽度S，并通过有限元法估计高频下的导体损失。已经认为，当和将各个分导体的线宽L和各个分电介质的宽度S设置为相同值的情况相比，可以减小损失。当设置各个分导体的线宽L和各个分电介质的宽度S时，必须预先给出初值b1，L1和S1。在这个发明中，较好地，如此设置初值，从而各个电流密度的电流相位在±90°或±45°的范围内。作为用图7的一维模型分析的结果，在L1和S1之间得出了满意的关系，对该关系给予初值，以使表面电阻最小。将初值给予L1和S1，以便满足关系，从而让大致上同相的电流流过各个分导体。即，通过从电路理论的观点检查，推定各个电介质的宽度要满足的较好的条件是“分电介质的宽度如此设置，从而消除了在电流流入侧上的分导体中变化的电流密度相位”。因此，可以得到与第0039段描述的条件同样的结果。
另外，发明人通过使用下面的数学公式17和18设置各个分导体的线宽L和各个分电介质的宽度S，其中公式17和18是模拟数学公式14的递推公式的递减函数，替代公式14。在高频处的导体损失通过有限元法估计。结果，认定在上述方法中，和将分导体的线宽以及分电介质的宽度S设置为相同值的情况相比，可以减小损失。
数学公式17bk+1＝tanh-1bk数学公式18bk+1＝tan bk当给出不同初值时，通过使用各个公式14、17和18得到的结果不同。因此，决定哪一个公式是最适合的非常困难。
即，通过使用一维模型决定公式14的递归公式，并且当被提供给二维模型时，不需要给出一个最佳的结果。实际上，在分导体的内部，宽度方向和厚度方向相互影响，从而传播矢量包括角度信息。但是，图6的等效电路并不考虑角度信息。相应地，公式14、17和18没有实质性的物理意义，而是在二维模型中扮演一个试探函数的角色。因此在通过使用有限元法确认通过使用这些试探函数得到的结果的有效性后，设置最后的线宽。
但是，从上述电路理论的讨论，显然，在高频处的总导体损失可以通过将比较接近于外面的分线的宽度设置在更小的值来减小。还有，从上述相同的讨论，显然，当使用单层、多线结构时，可以通过将比较接近于外侧的分线的厚度设置在更小的值而减小总导体损失。
下面将描述每一个分导体的薄膜导体的厚度和薄膜电介质的厚度。在具有多层结构的分导体中，通过将各个薄膜电介质的薄膜厚度如此设置，从而让大致上同相的电流流过各个薄膜导体，电流可以被有效地分散在各个薄膜导体中。结果，可以抑制高频处的分导体的集肤效应。在这种情况下，为了使高频电流流过每一个薄膜导体，考虑到集肤效应，最好是每一个薄膜导体的厚度不大于集肤深度δ。这是因为在比集肤深度δ更深的电极部分中大致上没有电流，即使薄膜比集肤深度δ更厚。
另外，作为图7B的等效电路(它是图6的等效电路沿厚度方向的一维模型)的检查结果，更好是按如下方法设置每一个薄膜导体和每一个薄膜电介质的厚度。即，通过使用图7B的等效电路以及分导体的表面阻抗的实数部分(电阻分量)最小的条件，得到由公式19表示的递推公式。根据满足递推公式的参数b、公式20和21，设置每一个分导体的厚度g和每一个薄膜电介质的厚度X。在这种情况下，图7B的等效电路是从图6的等效电路中的一个分导体的观点得到的一维模型，它不考虑图6沿宽度方向的等效电路。
数学公式19ak+1＝tan h-1(tan ak)数学公式20gk+1＝gk(ak+1/ak)数学公式21Xk+1＝Xk(ak+1/ak)
按如上所述设置每一个分导体的厚度g和每一个薄膜电介质的厚度X，并通过有限元法估计在高频处的导体损失。已经认定，和将每一个分导体的厚度g和每一个薄膜电介质的厚度X分别设置得相同的情况相比，损失可以进一步减小。当设置每一个分导体的厚度g和每一个薄膜电介质的厚度X时，必须对a1，g1和X1给出初值。
作为使用图7B的一维模型分析的结果，较好地，为了使分导体的表面电阻最小，得出g1和X1之间的满足关系，其中将初值给予该满足关系，并且g1和X1如此给出，以满足关系。每一个薄膜导体的厚度凹满足的更好的条件是“如此形成分导体的薄膜导体，从而位于更里面位置的薄膜导体更厚”。
另外，由发明人使用下面的公式22和23设置薄膜导体的厚度g和薄膜电介质的厚度X，其中公式22和23是模拟公式19的递推公式的递减函数，代替公式19。在高频处的导体损失由有限元法估计。结果，已经认定，使用上述方法，和将薄膜导体的厚度g和薄膜电介质的厚度X设置得相等的情况相比，可以减小损失。
数学公式22ak+1＝tan h-1ak数学公式23ak+1＝tan ak通过使用公式19、22和23得到的结果随着给出不同的初值而不同。相应地，很难确定用哪一个公式最适合。
即，当使用二维模型时，通过使用一维模型决定数学公式19的递推公式，而不需要给出最佳的结果。另外，实际上，在每一个分导体的内部，在宽度和厚度方向发生相互作用，从而传播矢量包括角信息。但是，给出的图6的等效电路不考虑该信息。相应地，在二维模型中，公式19、22和23没有实质性的物理意义，起着类似于试探函数的作用。因此，通过有限元法等确认由使用这些试探函数得到的结果的有效性，并且设置薄膜导体最后的厚度和薄膜电介质的厚度。
如在上面的描述中可见，从电路理论讨论可以知道，在具有多层结构的分导体中，与将薄膜导体的厚度设置在相同值的情况相比通过如此设置，从而在更里面的薄膜导体有较大的厚度，分导体中在高频处的整个导体损失可以进一步减小。
分导体的宽度和分电介质的宽度是根据上述原理设置的。下面将描述通过有限元法模拟的结果。
下面描述的每一个模拟是通过使用一种模型进行的，该模型将相对介质常数为εr＝45.6的介质201填入全部的导体腔202内(如图8所示)，并将电极10(200)设置在电介质201的中心部分。电极10是根据本发明的电极，它具有多线结构，而电极200是传统的电极，没有多线结构。
图9示出作为传统例子的没有多线结构的电极200的电场分布和相位。通过使用其截面是图9A所示的电极200的四分之一的模型进行模拟。电极200的整个宽度W是400μm，而电极200的厚度T是11.842μm。作为模拟的结果，如图9B所示，知道了电场集中到电极的端部，并且在电极200更为内部的位置电场的相位更加减小。在2GHz处的模拟结果如下(1)衰减常数α0.79179 Np/m，(2)相位常数β283.727 rad/m，(3)导体Qc(＝β/2α)179.129另一方面，根据本发明的具有图10所示多线多层结构的高频低损失电极在2GHz处的模拟结果如下(1)衰减常数0.46884 Np/m，(2)相位常数β283.123rad/m，(3)导体Qc(＝β/2α)301.940在这种情况下，分导体51、52、53和54的导体线宽L1、L2、L3和L4分别设置为1.000μm、1166μm、1.466μm以及2.405μm。
介质61、62、63和64的介质线宽S1、S2、S3和S4分别设置为0.3μm、0.35μm、0.44μm和0.721μm。
薄膜导体的厚度G1、G2、G3、G4和G5分别设置为0.6μm、0.676μm、0.793μm、1.010μm和1.816μm。
薄膜电介质的厚度X1、X2、X3和X4设置为0.2μm，0.225μm，0.264μm和0.337μm。
在这种情况下，如图10所示，上述G5表示位于分导体中心的薄膜导体的厚度的一半。分导体的整个厚度取11.842μm。
在上述模拟中，导体的导电率σ是52.9MS/m，介质线和薄膜电介质的介电常数分别是10.0，并应用于计算中。
另外，可见根据本发明的具有多线多层结构的电极，如图11A所示，电场被分散和分布在薄膜导体的各个端部。另外，如图11C所示，电场的相位分布在各个薄膜导体内，从而电场在各个薄膜导体中大致上同相。
从上述讨论，这个实施例的高频低损失电极1要满足的要求如下。
高频低损失的要求(i)如此设置每一个分导体的线宽，从而电流密度相位的变化宽度(2θ)很小。具体地讲，较好地，相位角设置在θ≤90°，并且最好在θ≤45°。
(ii)形成分导体，从而其分导体在比较接近于外侧的宽度更小。
(iii)形成分导体，从而分导体位于比较接近于外侧的厚度更小。
(iv)分电介质的宽度如此设置，从而分导体中位于电流流入侧上的变化的电流密度相位分别被抵消。即，分电介质的宽度如此设置，从而在各个分导体中流动的电流大致上是同相的。
(v)各个介质薄膜的薄膜厚度如此设置，从而让大致上同相的电流流过各个薄膜导体。
(vi)各个薄膜导体的厚度设置为一个值，该值最大为集肤深度δ。
(vii)各个薄膜导体的厚度如此设置，从而其薄膜导体在更为内侧的位置更厚。
如在上述描述中可见，在本发明的高频低损失电极中，分导体21、22和23以及分电介质31、32和33如此形成，从而其分导体和分电介质在离开主导体20更远的位置上的宽度相应地更小。形成各个分导体21、22和23，从而在所应用频率处的最大宽度为集肤深度δ的π/2倍。另外，各个分电介质31、32和33的宽度如此设置，从而流过各个分导体21、22和23的电流大致上同相。相应地，处于散布状态的电流可以流过各个分导体21、22和23，可以减小端部中的导体损失。在本实施例的高频低损失电极中，每一个分导体具有多层结构，其中薄膜导体和薄膜电介质交替地层叠，各个薄膜电介质的薄膜厚度如此设置，从而让大致上同相的电流流过各个薄膜导体，各个薄膜导体的薄膜厚度小于集肤深度δ，并如此设置，从而其薄膜导体在更为内部的位置的厚度更大。结果，在各个薄膜导体比集肤深度更浅的部分中可以分散电流，并且可以进一步减小所有分导体的导体损失。由此，在端部的导体损失可以大大减小。在本实施例的高频低损失电极中，高频的导体损失与传统电极相比可以显著减小。
在上述本发明的较佳形式的实施例中，描述了一种高频低损失电极1，它满足要求(I)，(ii)，(iv)，(v)，(vi)和(vii)，以减小上述高频条件的损失。根据本发明，满足上述七个要求中的至少一个要求的多种修改都是可能的。在下面描述的修改例子中，端部处在高频的导体损失可以如传统的例子那样减小。
修改例子1在作为修改例子1的高频低损失电极中，分导体201、202、203和204以及分电介质301、302、303和304交替地设置在电极端部，如图12所示。在修改例子1中，分导体201、202、203和204如此形成，从而其位于比较接近于外侧的分导体的宽度更小。形成分导体201，以具有最大值到πδ/2的线宽，较好地，为πδ/4。分电介质301、302、303和304如此形成，从而分电介质更为接近外侧的宽度更小。每一个分导体包含交替层叠的薄膜导体和薄膜电介质。例如，分导体201包含薄膜导体201a、薄膜电介质251a、薄膜导体201b、薄膜电介质251b、薄膜导体201c、薄膜电介质251c、薄膜导体201d、薄膜电介质251d以及薄膜导体201e，它们是层叠的。分导体202、203和204以如上所述相同的方法形成。在该修改例子中，形成的各个薄膜导体具有同样的厚度，并把各个薄膜电介质设置成同样的厚度。另外，在这个修改例子1中，主导体19形成为单层。在如上所述配置修改例子1的高频低损失电极中，端部处于高频的导体损失与传统的电极比较可以减小。
修改例子2在修改例子2的高频低损失电极中，分导体205、206、207和208以及分电介质305、306、307和308交替地设置在电极的端部，如图13所示。在这个修改例子2中，分导体205、206、207和208形成得具有最大值为πδ/2，最好是πδ/4的线宽。另外，分电介质305、306、307和308形成得具有相同的宽度。每一个分导体包含交替层叠的薄膜导体和薄膜电介质。例如，分导体205包含交替层叠的薄膜导体205a、薄膜电介质251a、薄膜导体205b、薄膜电介质251b、薄膜导体205c、薄膜电介质251c、薄膜导体205d、薄膜电介质251d以及薄膜导体205e。分导体202、203和204以如上所述相同的方法形成。在修改例子2中，在高频低损失电极周围的介质2a和2b具有相互不同的介电常数。介质2a侧是的薄膜导体和介质2b侧上的薄膜导体设置3具有各自相应于介质2a和2b的介电常数的厚度。换句话说，各个薄膜导体形成得具有相同的有效厚度。在如上所述形成的修改例子2的高频低损失电极中，端部在高频的导体损失和传统的电极和修改例子1相比，可以减小。
修改例子3在作为修改例子3的高频低损失电极中，如图14所示，在电极的端部中交替地设置分导体209、210、211和212以及分电介质309、310、311和312。在这个修改例子3中，将分导体209、210、211和212设置得具有大致上相同的宽度。另外，在修改例子3中，分导体209、210、211和212形成得较好地具有最大值为πδ/2，最好是πδ/4的宽度。另外，分电介质309、310、311和312形成得具有相同的线宽。每一个分导体包含交替层叠的薄膜导体和薄膜电介质。例如分导体209包含层叠在一起的薄膜导体209a、薄膜电介质259a、薄膜导体209b、薄膜电介质209b、薄膜电介质209c、薄膜电介质259c、薄膜导体209d、薄膜电介质259d以及薄膜导体209e。分导体202、203和204以如上所述的相同的方法形成。在修改例子3中，在每一个分导体中，如此形成薄膜导体，从而它位于更为内侧的部分更厚。例如，在分导体209中，薄膜导体209c形成得最后，而薄膜导体209b和209d，以及薄膜导体209a和209e相应地依次形成得更厚。在如上所述配置的修改例子3的高频低损失电极中，端部处于高频的导体损失与传统的电极相比可以减小。
修改例子4在作为修改例子4的高频低损失电极中，分导体213、214、215和216，以及分电介质313、314、315和316交替地设置在电极端部中，如图15所示。在这种情况下，每一个分导体包含交替层叠的薄膜导体和薄膜电介质。例如，分导体213是由层叠在一起的薄膜导体213a、薄膜电介质263a、薄膜导体213b、薄膜电介质263b、薄膜导体213c、薄膜电介质263c、薄膜导体213d、薄膜电介质263d和薄膜导体263e形成。分导体214、215和216以如上所述相同的方法形成。在修改例子4中，在每一个分导体中，如此形成薄膜导体，从而其在更为内侧的薄膜导体的宽度更大。例如，在分导体213中、薄膜导体213c形成得具有最大的宽度。薄膜导体213b和213d以及薄膜导体213a和213e依次形成具有更小的宽度。在如上所述配置的修改例子4的高频低损失电极中，端部中处于高频处的导体损失与传统的电极相比可以减小。
修改例子5在修改例子5的高频低损失电极中，分导体217、218、219和220以及分电介质317、318、319和320交替地设置在电极端部，如图16所示。在修改例子5中，分导体217、218、219和220具有相同的宽度，并如此设置，从而位于更为接近于外侧的分导体更薄。在修改例子5中，分导体的线宽的最大值较好地为πδ/2，最好是πδ/4。分电介质317、318、319和320形成得具有相同的宽度。每一个分导体包含交替层叠的薄膜导体和薄膜电介质。例如，分导体217包含层叠在一起的薄膜导体217a、薄膜电介质267a、薄膜导体217b、薄膜电介质267b、薄膜导体217c、薄膜电介质267c、薄膜导体217d、薄膜电介质267d以及薄膜导体217e。在这个修改例子5中，分导体218、219和220都由数量等于分导体217数量的层形成。但是，在其位于更为接近于主导体的分导体中，层叠了更厚的薄膜导体和更厚的薄膜电介质。在如上所述配置的修改例子5的高频低损失电极中，端部处于高频的导体损失可以与传统的电极比较。
修改例子6在作为修改例子6的高频低损失电极中，分导体221、222、223和224，以及分电介质321、322、323和324交替地设置在电极端部，如图17所示。在修改例子6中，分导体221、222、223和224具有相同的宽度，并如此设置，从而对于更为接近于外侧的分导体，层叠数量更小，从而分导体更厚。在修改例子6中，每一个分导体的线宽最大值较好地为πδ/2，最好是πδ/4。另外，分电介质321、322、323和324形成得具有相同的宽度。在如上所述配置的修改例子6的高频低损失电极中，端部处于高频的导体所示与传统的电极相比可以减小。
修改例子7在作为修改例子7的高频低损失电极中，分导体225、226、227和228以及分电介质325、326、327和328交替地设置在电极端部，如图18所示。在修改例子7中，分导体225、226、227和228如此形成，从而它们位于更为接近于外侧的分导体的宽度更小。分电介质325、326、327和328如此形成，从而它们位于更为接近于外侧的分导体的宽度更小。每一个分导体包含交替层叠的薄膜导体和薄膜电介质。例如，分导体225包含薄膜导体225a、薄膜电介质275a、薄膜导体225b、薄膜电介质275b、薄膜导体225c、薄膜电介质275c、薄膜导体225d、薄膜电介质275d和薄膜导体225e，它们层叠在一起。上述薄膜导体如此形成，从而它们位于更为内部的薄膜导体更厚。
在如上所述配置的修改例子7的高频低损失电极中，端部中处于高频的导体损失与传统的电极例子相比可以减小。
修改例子8修改例子8的高频低损失电极包含交替设置在电极端部中的分导体229、230、231和232以及分电介质329、330、331和332，如图19所示。在修改例子8中，分导体229、230、231和232如此形成，从而它们位于更为接近于外侧的分导体的宽度更小。每一个分导体包含交替层叠的薄膜导体和薄膜电介质。例如，分导体229包含薄膜导体229a、薄膜电介质279a、薄膜导体229b、薄膜电介质279b、薄膜导体229c、薄膜电介质279c、薄膜导体229d、薄膜电介质279d以及薄膜导体229e，它们层叠在一起。上述薄膜导体如此形成，从而位于更为内侧的薄膜导体更厚和更宽。另外，在修改例子8中，对于每一个分导体，薄膜导体和薄膜电介质如此形成，从而它们的位于更为接近于主导体19的薄膜导体和薄膜电介质分别更宽。在如上所述配置的修改例子的高频低损失电极中，在端部处于高频的导体损失与传统的电极相比可以减小。
修改例子9修改例子9的高频低损失电极包含交替设置在电极端部中的分导体233、234、235和236以及分电介质333、334、335和336，如图20所示。在修改例子9中，分导体233、234、235和236如此形成，从而位于更为接近于外侧的分导体宽度更窄而且更薄。每一个分导体包含交替层叠的薄膜导体和薄膜电介质。例如，分导体233包含薄膜导体233a、薄膜电介质283a、薄膜导体233b、薄膜电介质283b、薄膜导体233c、薄膜电介质283c、薄膜导体233d、薄膜电介质283d和薄膜导体233e，它们层叠在一起。上述薄膜导体如此形成，从而它们位于更为内侧的薄膜导体更厚和更宽。另外，在修改例子9中，在每一个分导体中，薄膜导体和薄膜电介质如此形成，从而它们位于更为接近于主导体19的薄膜导体和薄膜电介质分别更宽。在如上所述配置的修改例子9的高频低损失电极中，在其端部处于高频的导体损失与传统的电极相比可以减小。
修改例子10修改例子10的高频低损失电极包含分导体237、238、239和240，以及分电介质337、338、339和340，它们交替地设置在电极端部，如图21所示。在修改例子10中，分导体237、238、239和240如此形成，从而对于它们位于更为接近于外侧的分导体，层叠的数量更小。最接近于外侧的分导体237由单层形成。另外，根据具有层叠结构的分导体，波美度如此形成，从而其位于更为内侧的薄膜导体更厚和更宽。在如上所述配置的修改例子10的高频低损失电极中，端部处于高频处的导体损失与传统的电极相比可以减小。
修改例子11修改例子11的高频低损失电极包含交替设置在电极端部的分导体241、242、243和244以及分电介质341、342、343和344，如图22所示。在修改例子11中，分导体21、242、243和244如此形成，从而其位于更为接近于外侧的分导体具有更小的宽度。分电介质341、342、343和344如此形成，从而其位于更为接近于外侧的分电介质具有更小的宽度。每一个分导体包含交替层叠的薄膜导体和薄膜电介质。例如，分导体241包含层叠在一起的薄膜导体241a、薄膜电介质291a、薄膜导体241b、薄膜电介质291b、薄膜导体241c、薄膜电介质291c、薄膜导体241d、薄膜电介质291d以及薄膜导体241e。上述薄膜导体如此形成，从而其位于更为内侧的薄膜导体更厚。尤其是，在修改例子11中，分电介质341到344的各个介质常数小于介分电介质341到344周围的介质2的介质常数。
在如上所述配置的修改例子11的高频低损失电极中，端部处于高频的导体损失与作为例子的传统的电极相比是可以减小的。
修改例子12如图23所示，以与修改例子11相同的方法配置修改例子12的高频低损失电极，不同的是使用具有多层结构(其中薄膜导体和薄膜电介质交替层叠)的主导体20，替代在图22中的修改例子11中的单层形式的主导体19。即，其特征在于，主导体20包含层叠在一起的薄膜导体20a、薄膜电介质40b、薄膜导体20b、薄膜电介质40b、薄膜导体20c、薄膜电介质40c、薄膜导体20d、薄膜电介质40d和薄膜导体20e，并且在主导体20中，薄膜导体如此形成，从而位于更为内侧的薄膜导体更厚。
在如上所述配置的修改例子12的高频低损失电极中，可以减小主导体的导体损失，由此，损失与修改例子11相比可以更为减小。
修改例子13
其特征在于，如图24所示，修改例子13的高频低损失电极与图23所示的修改例子相同，但是主导体20(如图24所示)中，各个薄膜导体具有相同的厚度，薄膜电介质厚度相同。
用这种配置，修改例子13的高频低损失电极在减小主导体的导体损失方面是有效的。可以与修改例子12一样实现低损失。
修改例子14修改例子14的高频低损失电极包含分导体121、122、123和124，以及分电介质172、173、174和175，它们交替地设置在电极端部并形成在介质基片2c上，如图25所示。在修改例子14中，分导体121、122、123和124具有相同的宽度，另外，分电介质172、173、174和175具有相同的宽度。
每一个分导体包含交替层叠的薄膜导体和薄膜电介质。例如，每一个分导体121到124包含层叠在一起的薄膜导体121a、薄膜电介质171a、薄膜导体121b、薄膜电介质171b、薄膜导体121c、薄膜电介质171c和薄膜导体121d。薄膜导体如此形成，从而它们位于更接近于表面的薄膜导体(离开基片2c更远)更厚。
在如上所述配置的修改例子14的高频低损失电极中，端部在高频处的导体损失与传统的电极相比可以减小。
如上所述，可以实现本发明具有不同配置的高频低损失电极。上述实施例和修改例子描述的是在三个或四个导体的情况下，作为例子。不用说，本发明不限于三个或四个分导体。对于配置，可以使用五十到一百个或更多的分导体。所示可以通过增加分导体的数量并缩短分导体的宽度更为有效地减小所示。
另外，根据本发明，超导体可以用于主导体。如果超导体用于主导体，则主导体端部中的电流可以减小，由此相对高的电流可以流过。
另外，根据本发明，分导体的导电率可以设置为不同的值。分电介质的介质常数可以设置为不同的值。
本发明的高频低损失电极可以通过利用低损失特性应用于各种装置。下面，将描述本发明的应用例子。
应用例子1图23A是透视图，示出应用例子1的环形带式谐振器的配置。环形带式谐振器包含矩形介质基片401、形成在介质基片401下表面上的接地导体551以及形成在基片401上表面上的环形导体501。在这个环形带式谐振器中，环形导体501由本发明的高频低损失电极制成，它的周围具有至少一个分导体，因此，端部的导体损失与传统的没有分导体的环形导体相比可以减小。结果，在图23A的应用例子1的环形带式谐振器中，无载Q与传统的环形带式谐振器相比可以增大。
应用例子2图23B是透视图，示出应用例子2的环形谐振器的配置。环形谐振器包含矩形的介质基片402、形成在环形介质基片402下表面上的接地导体552以及形成在环形基片402上表面上的环形导体502。在这个环形带式谐振器中，环形导体502由本发明的高频低损失电极制成，它的周围有至少一个分导体。端部的导体损失与传统的没有分导体的环形导体相比可以减小。结果，在图23B的应用例子2的环形谐振器中，无载Q与传统的谐振器相比可以增大。在应用例子2的环形谐振器中，接地导体552可以由本发明的高频低损失电极制成。有了这样的配置，可以进一步增大无载Q。
应用例子3图23C是透视图，示出应用例子3的微带线的配置。微带线包含介质基片403、形成在介质基片403下表面上的接地导体553以及形成在基片403上表面上的带状导体503。在这个微带线中，带状导体503由本发明的高频低损失电极制成，它在带状导体503的相对侧上的每一端部上(图23C中用圆圈表示)具有至少一个分导体，并且端部的导体损失与传统的没有分导体的带状导体相比可以减小。结果，在图23C的应用例子3的微带线中，传输损失与传统微带线相比可以减小。
应用例子4图23D是透视图，示出应用例子4的共面线的配置。共面线包含介质基片403、以预定的间隔设置在介质基片403上表面上的接地导体554a和554b，以及形成在接地导体554a和554b之间的带状导体504。在共面线中，带状导体504由本发明的高频低损失电极制成，它在带状导体504的相对侧上的每一个端部(由图23D中的圆圈指出)有至少一个分导体，每一个接地导体554a和554b由本发明的高频低损失电极制成，它在其内侧端部上(由图23D中的圆圈指出)有至少一个分导体。有了图23D的应用例子4的共面线的配置，传输损失与传统的共面线相比可以减小。
应用例子5
图24A是透视图，示出应用例子5的共面带状线的配置。共面带状线包含介质基片403、以预定的间隔设置的带状导体505和接地导体555，它们平行地设置在介质基片403的上表面上。在共面带状线中，带状导体505由本发明的高频低损失电极制成，它在其相对侧上的每一个端部(由图24A中的圆圈指出)有至少一个分导体，并且接地导体555由本发明的高频低损失电极制成，它在其内侧的端部上(由图24A的圆圈指出)具有至少一个分导体，与带状导体505相对。有这样的配置，图24A所示的应用例子5的共面带状线的传输损失与传统的共面带状线相比可以减小。
应用例子6图24B是透视图，示出应用例子6的平行槽线的配置。平行槽线包含介质基片403、以预定的间隔形成在介质基片403的上表面上的导体506a和导体506b以及以预定的间隔形成在介质基片403下表面上的导体506c与506d。在平行槽线中，导体506a和506b由高频低损失电极制成，它在其相互面对的各个内侧端部(由图24B的圆圈指出)具有至少一个分导体。导体506c和导体506d由高频低损失电极制成，它在其相互面对的端部(由图24B的圆圈指出)具有至少一个分导体。有了这样的配置，在图24B的应用例子6的平行槽线中，传输损失与传统的平行槽线相比可以减小。
应用例子7图24C是透视图，示出应用例子7的槽型线的配置。槽型线包含介质基片403、以预定间隔设置在介质基片403的上表面上的导体507a和507b。在槽型线中，导体507a和507b由高频低损失电极制成，它在其相对的内侧端部(由图24C的圆圈指出)具有至少一个分导体。有了这样的配置，在图24C的应用例子7的槽型线中，与传统的槽型线相比可以减小传输损失。
应用例子8图24D是透视图，示出应用例子8的高阻抗微带线的配置。高阻抗微带线包含介质基片403、形成在介质基片403的上表面上的带状导体508，以及以预定间隔形成在介质基片403的下表面上的接地导体558a和558b。在高阻抗微带线中，带状导体508由高频低损失电极制成，它在其相对侧上的每一个端部(由图24B的圆圈指出)具有至少一个分导体。接地导体558a和558b在其相对的各个内侧端部(由图24D中的圆圈指出)具有至少一个分导体。在这种配置下，在图24D的应用例子8的高阻抗微带线中，传输损失与传统的高阻抗微带线相比可以减小。
应用例子9图25A是透视图，示出应用例子9的平行微带线配置。平行微带线包含介质基片403a，其中在其一个侧面上形成有接地导体559a，在其另一个侧面上形成有带状导体509a，以及介质基片403b，其中在其一个侧面上形成有接地导体559b，在另一个侧面上形成有带状导体509b，其中介质基片403a和403b平行地安排，从而带状导体509a和509b相对地设置。在平行微带线中，每一个带状导体509a和509b由本发明的高频低损失电极制成，它在其相对的每一个端部(由图25A的圆圈指出)具有至少一个分导体。结果，图25A的应用例子9的平行微带线中，与传统的平行微带线相比可以减小传输损失。
应用例子10图25B是透视图，示出应用例子10的半波型微带线谐振器的配置。半波型微带线谐振器包含介质基片403、形成在介质基片403下表面上的接地导体560，以及形成在介质基片403上表面上的带状导体510。在这样的半波型微带线谐振器中，带状导体510由本发明的高频低损失电极制成，并包含主导体510a，以及沿主导体510a的相对侧上的每一个端部形成的三个分导体510b。端部中的导体损失与传统的没有分导体的带状导体相比可以减小。结果，图25B的应用例子10的半波微带线谐振器的无载Q与传统的半波微带线谐振器相比可以增大。
关于上述半波型微带线谐振器中的带状导体510，如图25C所示，主导体510a和分导体510b可以通过设置在它们的相对端部的导体511相互连接。
应用例子11图25D是透视图，示出应用例子11的四分之一波型微带线谐振器的配置。四分之一波型微带线谐振器包含介质基片403、形成在介质基片403下表面上的接地导体562以及形成在介质基片403上表面上的带状导体512。在这样的四分之一波型微带线谐振器中，带状导体512由本发明的高频低损失电极制成，并包含主导体512a和沿主导体512a的相对侧的每个端部形成的三个分导体512b。主导体512a和分导体512连接到介质基片403一侧的接地导体562。主导体512a和分导体512b连接到介质基片403侧表面中的接地导体562。如上所述配置的图25D的应用例子11的四分之一波型微带线谐振器的无载Q与传统的四分之一波微带线谐振器相比可以增大。
应用例子12图26A是平面图，示出半波型微带线滤波器的配置。半波型微带线滤波器具有这样的配置，其中三个以和应用例子10一样的方法形成的半波型微带线谐振器651安排在用于输入的微带线601和用于输出的微带线602之间，它们是通过与应用例子8相同的方法形成的。在如上形成的半波型微带线滤波器中，用于输入的微带线601以及用于输出的微带线602的传输损失可以减小。另外，可以增大半波型微带线谐振器651的无载Q。相应地，与传统的半波型微带线滤波器相比，可以减小介入损失，可以增加带外衰减。
另外，在应用例子12的半波型微带线滤波器中，如图26B所示，半波型微带线谐振器651可以如此设置，从而它们的端面相对。
半波型微带线谐振器651的数量不限于三个或四个。
应用例子13图26C是平面图，示出应用例子13的环形带式滤波器的配置。环形带式滤波器有这样的配置，其中将以和应用例子1相同的方法形成的三个环形带式谐振器660安排在用于输入的微带线601和用于输出的微带线602之间，它们以和应用例子8相同的方法形成。在如上形成的环形带式滤波器中，用于输入的微带线601和用于输出的微带线602的传输损失可以减小，另外，环形带式谐振器660的无载Q可增大。相应地，可以减小介入损失，并可以增加带外衰减。
另外，在应用例子13的环形带式滤波器中，环形带式谐振器660的数量不限于三个。
应用例子14图27是方块图，示出应用例子14的双工器700的配置。双工器700包含天线端T1、接收端T2、发送端3、设置在天线端T1和接收端T2之间的接收滤波器701以及设置在天线端T1和发送端T3之间的发送滤波器702。在应用例子14的双工器700中，接收滤波器701和发送滤波器702分别由应用例子12或13的滤波器形成。
如上所述配置的双工器700用于接收-发送信号具有极好的分离特性。
另外，在双工器700中，如图28所示，天线连接到天线端T1，接收电路801连接到接收端T2，发送电路802连接到发送端T3，并例如用作移动通信系统的便携式终端。
如在上述可见的，本发明的第一个高频低损失电极包含主导体，以及至少一个沿主导体的侧面形成的分导体，至少一个具有其中薄膜导体和薄膜电介质交替层叠的多层结构的分导体。相应地，集中在电极的端部上的电场可以分散到各个分导体，具有多层结构的分导体的导体损失可以减小。因此，处于高频的导体损失可以减小。
较好地，在本发明的第一个高频低损失电极中，位于最接近于分导体外侧的分导体的宽度设置得小于在应用频率的集肤深度δ的π/2倍，更好地，小于集肤深度δ的π/3倍。相应地，位于最接近于外侧的分导体中的无效电流可以减小，因此高频处的导体损失可以有效地减小。
当本发明的第一个高频低损失电极包含多个分导体时，可以减小各个分导体中的无效电流，另外，可以通过将各个分导体的宽度设置在小于在应用频率的集肤深度δ的π/2倍的值，减小高频的导体损失。
另外，当本发明的第一个高频低损失电极包含多个分导体时，通过将位于更为接近于多个分导体外侧的分导体的厚度设置为更小的值，导体损失可以更为有效地减小。
较好地，在本发明的第一个高频低损失电极中，主导体和与主导体相邻的分导体之间的间隔，以及相邻的分导体之间的间隔如此设置，从而其位于更为接近于外侧的间隔相应地小于相邻的分导体的宽度，目的是使大致上同相的电流可以流过各个分导体。因此，流过各个分导体的电流可以有效地被分散，另外，高频处的导体损失可以减小。
另外，当本发明的第一个高频低损失电极包含分电介质时，分电介质的介质常数可以如此设置，从而其位于更为接近于外侧的分电介质的介质常数相应于相邻的分导体的宽度而更小，以使大致上同相的电流流过各个分导体。因此，可以减小高频的导体损失。
较好地，在具有本发明的第一个高频低损失电极的多层结构的分导体中，薄膜导体可以如此形成，从而其位于更为内部的薄膜导体更厚。相应地，可以减小具有多层结构的分导体的导体损失，并可以减小高频的导体损失。
本发明的第二个高频低损失电极包含主导体和沿主导体的侧面形成的多个分导体。分导体如此形成，从而其位于更为接近于外侧的分导体的宽度更小，并且至少一个分导体具有多层结构，其中薄膜导体和薄膜电介质交替层叠。相应地，电流可被分散流过多个分导体，并且具有多层结构的分导体的电阻可以减小，由此处于高频的导体损失可以减小。
较好地，在本发明的第二个高频低损失电极中，至少一个上述分导体的宽度较好地设置为所提供频率的集肤深度δ的π/2倍，更好地是设置为所提供频率的集肤深度δ的π/3倍。由此，分导体中的无效电流可以减小，电流可以有效地分散在分导体中，并且可以减小高频的导体损失。
在本发明的第二个高频低损失电极中，大致上同相的电流可以有效地分散到各个分导体中，并且通过设置分电介质的间隔和宽度以及介质常数，可以减小高频的导体损失。
在本发明的第二个高频低损失电极中，分导体高频的电阻损失可以减小，并且可以减小高频处的导体损失，方法是如此形成具有多层结构的分导体的薄膜导体，从而其薄膜导体位于更为内部的位置更厚。
本发明的第三个高频低损失电极包含主导体和沿主导体的侧面形成的多个分导体，分导体(除了位于最接近于分导体外侧的分导体外)具有多层结构，其中薄膜导体和薄膜电介质交替层叠，分导体如此形成，从而其位于更为接近于外侧的分导体具有更少层叠的薄膜导体。相应地，可以有效地分散电流，可以减小各个分导体的电阻，并可以减小高频的导体损失。
本发明的第一个高频谐振器包括上述第一到第三个高频低损失电极中的任何一个。相应地，无载Q与传统的例子相比可以增大。
本发明的高频传输线包括第一到第三高频低损失电极中的任何一种。相应地，传输损失可以减小。
本发明的高频滤波器包含第一到第三个高频谐振器中的任何一种。相应地，带外衰减可以增大。
另外，本发明的天线共用装置包含高频滤波器。相应地，传输和接收之间的隔离可以增强。
权利要求
1.一种高频低损失电极，其特征在于包含主导体以及沿所述主导体的侧面形成的至少一个分导体，至少一个具有薄膜导体和薄膜电介质交替层叠的多层结构的分导体。
2.如权利要求1所述的高频低损失电极，其特征在于位于最接近于分导体的外侧的分导体具有小于在应用频率的集肤深度δ的π/2倍的宽度。
3.如权利要求1所述的高频低损失电极，其特征在于最接近于所述分导体的外侧的分导体具有小于在应用频率的集肤深度δ的π/3倍的宽度。
4.如权利要求1到8的任一条所述的高频低损失电极，其特征在于高频低损失电极包含多个分导体，并且多个分导体的每一个都具有小于应用频率处的集肤深度δ的π/2倍的宽度。
5.如权利要求1到4的任一条所述的高频低损失电极，其特征在于所述多个分导体如此形成，从而其位于更为接近于外侧的分导体更薄。
6.如权利要求1到5所述的高频低损失电极，其特征在于分电介质分别设置在主导体和与主导体相邻的分导体之间，以及相邻的分导体之间。
7.如权利要求1到6的任一条所述的高频低损失电极，其特征在于主导体和与主导体相邻的分导体之间的间隔，以及相邻的分导体之间的间隔如此形成，从而其位于更为接近于外侧的间隔更短。
8.如权利要求6所述的高频低损失电极，其特征在于多个分电介质如此形成，从而其位于更为接近于外侧的分电介质具有更小的介质常数。
9.如权利要求1到8的任一条所述的高频低损失电极，其特征在于每一个具有多层结构的分导体的薄膜导体如此形成，从而在更为内部的位置的薄膜导体更厚。
10.一种高频低损失电极，其特征在于包含主导体和沿所述主导体的侧面形成的多个分导体，所述分导体如此形成，从而其位于更为接近于外侧的分导体具有更小的宽度，至少一个所述分导体具有薄膜导体和薄膜电介质交替层叠的多层结构。
11.如权利要求10所述的高频低损失电极，其特征在于所述至少一个分导体具有小于在应用频率的集肤深度δ的π/2倍的宽度。
12.如权利要求10所述的高频低损失电极，其特征在于至少一个所述分导体具有小于在应用频率的集肤深度δ的π/3倍的宽度。
13.如权利要求1到5的任一条所述的高频低损失电极，其特征在于分别将分电介质设置在主导体和与主导体相邻的分导体之间，以及相邻的分导体之间。
14.如权利要求10到12所述的任何一种高频低损失电极，其特征在于主导体和与主导体相邻的分导体之间的间隔和相邻的分导体之间的间隔如此设置，从而位于更为接近于外侧的间隔更短。
15.如权利要求13所述的高频低损失电极，其特征在于分电介质如此设置，从而位于更为接近于所述多个分电介质外侧的分电介质具有更小的介质常数。
16.如权利要求10到15的任一条所述的高频低损失电极，其特征在于具有多层结构的分导体和薄膜导体如此形成，从而其位于更为内部的薄膜导体更厚。
17.一种高频低损失电极，其特征在于包括主导体和沿主导体的侧面形成的多个分导体，除了至少是位于最接近于外侧的分导体外，分导体具有薄膜导体和薄膜电介质交替层叠的多层结构，所述分导体如此形成，从而其位于更为接近于外侧的分导体具有更少层叠的薄膜导体。
18.如权利要求1到17所述的任一条高频低损失电极，其特征在于主导体是包含交替层叠薄膜导体和薄膜电介质的薄膜多层电极。
19.如权利要求1到18所述的任一条高频低损失电极，其特征在于主导体和分导体中的至少一个是由超导体制成的。
20.一种高频传输线，其特征在于包含根据如权利要求1到19的任一条所述的高频低损失电极。
21.一种高频谐振器，其特特征在于包含如权利要求1到19的任一条所述的高频低损失电极。
22.一种高频谐振器，其特征在于包含如权利要求20所述的高频传输线，其中所述高频传输线的长度设置为四分之一波长的整数倍。
23.一种高频谐振器，其特征在于包含如权利要求20所述的高频传输线，其中所述高频传输线的长度设置为二分之一波长的整数倍。
24.一种高频滤波器，其特征在于包含如权利要求21到23所述的任一个的高频谐振器。
25.一种天线共用装置，其特征在于包含如权利要求24所述的高频滤波器。
26.一种通信设备，其特征在于包含根据权利要求24所述的高频滤波器和如权利要求25所述的天线共用装置中的一种。
全文摘要
本发明提供了一种高频低损失电极,它包含主导体和沿主导体的侧面形成的至少一个分导体。至少一个分层体的宽度具有多层结构,其中薄膜导体和薄膜电介质交替层叠。
文档编号H01P1/213GK1253393SQ9911860
公开日2000年5月17日 申请日期1999年8月31日 优先权日1998年9月1日
发明者日高青路, 阿部真, 太田充昭 申请人:株式会社村田制作所