专利名称：多重电力变换装置及多重变压器的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及一种串联连接多个单相单元逆变器(cell inverter)的多重电力变换装置、及其中所使用的多重变压器。
背景技术：
在高压(例如3kV以上)电动机的可变速运转中，为了实现逆变器的大容量化和输出波形的改善，经常使用串联连接单相单元逆变器的多重电力变换装置。该多重电力变换装置，使用一种从3相交流电源输出多个相位不同的三相交流电压的多重变压器(multiple transformer)，例如在专利文献1中提出了使各U、V、W相的一个次级绕组逐一错移20度，将剩余的每相各两个共计六个次级绕组的相位逐一错移10度的方法。由此，通过相当于18脉冲整流、和36脉冲整流的组合，降低了电源高次谐波。
然后，将通过多重连接它们的输出而得到的单相交流信号输入给电动机。其特征在于，在该装置中，通过增加单相单元逆变器的数量或提高平滑电容器部的直流电压，能够在不使用输出变压器的情况下直接向电动机施加高电压。因此，可以忽视因输出变压器引起的电力损失，能够实现高效的电力变换。此时，为了降低电源高次谐波，通过对多重变压器的次级绕组的相位进行调整，将去往输出各相所对应的n个(n为自然数)的单相单元逆变器的输入相位，逐一错移60/n度，以便使其与各输出相都相同。由此，通过进行6n脉冲整流化，可以降低次数比(6n-1)、(6n+1)次低的高次谐波。这些都是公知的内容，对于利用其的多重电力变换装置，在专利文献2中进行了记载。
专利文献1特开平10-337042号公报 专利文献2美国专利第5625545号说明书 但是，在各专利文献的技术中，当各相共同地逐一错移60/n度时，在n＝2那样的级数少的情况下，存在不能降低的高次谐波次数为11次、13次以上，与n＝3或4时相比，残留低次的高次谐波电流的问题。另外，在如专利文献1那样组合各相的若干个绕组的一部分时，还有可能产生(6k+1)、(6k-1)(k为正整数)次以外的高次谐波电流的可能。
发明内容
鉴于此，本发明的课题在于，提供一种能够降低更低次的高次谐波电流的多重电力变换装置、及其中所使用的多重变压器。
为了解决上述课题，本发明的多重电力变换装置，具备在n、m为自然数时，将输入到初级绕组中的m相交流电分配给(m×n)个次级绕组的多重变压器；和m组多重电力变换器，所述多重电力变换器串联连接有将分配给所述各次级绕组的交流电变换为可变电压、或可变频率的交流电的n个单相单元逆变器而成，其中，所述多重变压器的次级绕组，在同相输出所对应的n级所述单相单元逆变器间分别具有60/n度的相位差，在所有m相所对应的(m×n)个单相单元逆变器间的相位差分别为60/(m×n)度。
多重变压器的次级电流，包括单相单元逆变器所产生的高次谐波电流，在该高次谐波电流中存在着基于电压脉动的成分和不依赖于电压脉动的成分。
通过所有m相所对应的m×n个单相单元逆变器间的相位差分别为60/(m×n)度，可以降低不依赖于电压脉动的成分、即低于(6n-1)、(6n+1)次的高次谐波电流。另外，通过调整在单相单元逆变器内设置的平滑电容器的电容、或多重变压器的阻抗，来降低平滑电容器的电压脉动，来降低电压脉动，减少基于电压脉动的高次谐波电流成分。另外，将所述多重电力变换装置的输出设为U、V、W3三相，从所述多重变压器的次级绕组去往所述单相单元逆变器的输入信号的相位差，按照(U、V、W)、(W、U、V)或(V、W、U)的顺序，逐一滞后或者超前20/n度。
根据本发明，可以降低更低次的高次谐波电流。
图1是本发明第一实施方式的多重电力变换装置的构成图。
图2是作为比较例的多重电力变换装置的构成图。
图3是对基于仿真的电源电流和其FFT分析结果，对第一实施方式和比较例进行比较的图。
图4是对基于仿真的电源电流的高次谐波成分，对第一实施方式和比较例进行比较的图。
图5是本发明第二实施方式的多重电力变换装置的构成图。
图6是本发明第三实施方式的多重电力变换装置的构成图。
图中1-民用电源，2、20、21、22、23-多重变压器，3a、3b、3c、3d、3e、3f、31a、31b、31c、31d、31e、31f、31g、31h、31i、31j、31k、31L-单相单元逆变器，4-电动机，100、105、110、120-多重电力变换装置，301a-二极管整流部，302a-平滑电容器部，303a-逆变器部，P-中性点。
具体实施例方式 (第一实施方式) 本实施方式的多重电力变换装置，采用n＝2的2级多重方式。
图1中，多重电力变换装置100，具备与m＝3的三相民用电源1连接的多重变压器20；以及，与多重变压器20连接的6个单相单元逆变器3a、3b、3c、3d、3e、3f，将输出被串联连接的2个单相单元逆变器3a和3b、3c和3d、3e和3f三相连接后，与电动机4连接。其中，输出被串联连接的2级单相单元逆变器3a、3b构成多重电力变换器，单相单元逆变器3c、3d及单相单元逆变器3e、3f也同样构成多重电力变换器。即，多重电力变换装置100，具备多重变压器20、和输出被三相连接的3组多重电力变换器。另外，在图1中，多重电力变换装置100，可以通过设置中性点P用三相Y结线与电动机4连接，但也可以通过△结线连接。
多重变压器20，具备Y连接的初级绕组和6个三相次级绕组，将三相电力分配给6个次级绕组。另外，次级绕组在U、V、W相中同相的单相单元逆变器(3a和3b、3c和3d、3e和3f)之间，逐一保持60/n＝30度的相位差，各相的同一级的多重电力变换器，逐一保持60/6＝10度的相位差。即，对于整个相而言，在对应的共计6(＝3相×n)个单相单元逆变器之间，逐一保持60/6＝10度的相位差。例如，多重变压器20的次级绕组的相位，分别被调节为0度(U相3a)、-30度(U相3b)、10度(V相3c)、-20度(V相3d)、20度(W相3e)、-10度(U相3f)。该情况下，按照U→V→W的顺序，相位逐一超前10度(0度→10度→20度及-30度→-20度→-10度)。
这里，对于二次绕组而言，同相的单相单元逆变器之间被绝缘，对每一相利用星型锯齿结线或△型锯齿结线，来保有相位角。其中，锯齿结线，是指对各相设置多个绕组，并以跨过其他相的绕组的方式进行的结线。其中，图1中记载了星型锯齿结线和△型锯齿结线，但在错移规定相位时能够使用星型锯齿也能够使用△型锯齿的情况下，使用任意一个结果都是一样的。例如，在10度滞后的情况下，可以利用星型锯齿结线从星型结线起滞后10度，也可以利用△锯齿结线从△结线起超前20度。
多重变压器20的各相n(＝2)个交流输出，被输入给单相单元逆变器3a、3b(U相输出用)、3c、3d(V相输出用)、3e、3f(W相输出用)。单相单元逆变器3a、3b、3c、3d、3e、3f具备二极管整流部301a、平滑电容器部302a、和基于开关元件的逆变器部303a，将三相交流电力变换为任意振幅、频率的单相交流电。即，对于单相单元逆变器3a、3b、3c、3d、3e、3f而言，通过由三相桥接构成的二极管整流部301a将三相交流电变换为直流电，该直流电被平滑电容器部302a平滑，并输入到逆变器部303a。另外，平滑电容器部302a的脉动电压，具备民用电源1的电源频率的2倍的频率。
再有，对于逆变器部303a而言，串联连接的开关元件S1、S2、和开关元件S3、S4并联连接，在开关元件S1、S4处于接通(ON)状态、开关元件S2、S3处于断开(OFF)状态的第一状态，和开关元件S2、S3处于接通状态、开关元件S1、S4处于断开状态的第二状态下，输出电压的极性翻转。另外，逆变器部303a有时还使开关元件S1、S2、S3、S4全都处于断开状态，控制电动机4中流动的电动机电流的导通角，使对电动机4施加的平均电压变化。另外，通过改变开关频率，使得电动机4的转速变化。
另外，串联连接的单相单元逆变器3a的开关元件S1、S2、S3、S4，与单相单元逆变器3b的开关元件S1、S2、S3、S4，分别被同时接通-断开控制，输出对平滑电容器部302a充电的直流电压的2倍的电压。即，三个多重电力变换器，通过输出被三相Y结线，来以多重变压器20的输出电压的2倍电压驱动电动机4。另外，开关元件S1、S2、S3、S4上，分别与换向二极管连接，对电动机4的内部阻抗所引起的反电动势进行换向。另外，在图1中，虽然开关元件S1、S2、S3、S4使用了IGBT，但也可以使用FET，如果组合pch-FET和nch-FET，则能够容易地构成翻转器。
接着，为了表示本实施方式的效果，对多重变压器的输出电压的相间没有相位错移的例子进行说明。图2是2级多重的比较例的构成图，该比较例中，多重变压器2的次级绕组与U、V、W相一同以星型结线和△结线连接，从单相单元逆变器3a向3f输入的相位为0度、-30度(U向)、0度、-30度(V相)、0度、-30度(W相)，相间不存在相位差。另外，正的数字越大，表示相位越是超前。同样，在n＝3的情况下，各相由3个单相单元逆变器构成，多重变压器的次级绕组的相位在U、V、W相为公共，例如逐一错移0度、-20度、-40度。另外，在n＝4的情况下，各相由4个单相单元逆变器构成，多重变压器的次级绕组的相位在U、V、W相为公共，例如逐一错移0度、-15度、-30度、-45度。
接着，比较本实施方式和比较例，对高次谐波降低效果进行说明。平滑电容器部302a的电容器电压Vdc包括脉动成分，该电容器电压Vdc被划分为直流电压VDC和Vdc脉动(逆变器输出频率的2倍)。另外，多重变压器2的次级电流，包括由逆变器部303a的开关引起的高次谐波电流成分。换言之，流动着基于直流电压VDC的高次谐波电流、即不依赖于Vdc脉动的高次谐波电流，且流动着依赖于Vdc脉动的高次谐波电流。
首先，在比较例那样的各相间没有相位错移的情况下，多重变压器2的次级电流被划分成不依赖于平滑电容器部302a的电容器电压Vdc的脉动的电流成分和依赖于Vdc脉动的电流成分，将各成分作为U、V、W各相的和，如(1)式、(2)式般近似。另外，Vdc直流成分，将U、V、W各相的作用划分成同相位成分而模型化。
不依赖于Vdc脉动的x次电流成分(比较例)ωx≡x次频率 Ixs·{sin(ωx·t)+sin(ωx·t)+sin(ωx·t)}＝3·Ixs·sin(ωx·t)(1) 依赖于Vdc脉动的x次电流成分(比较例)ωc≡Vdc脉动频率＝2×逆变器输出频率 Ixr·{sin(ωc·t)·sin(ωx·t)+sin(ωc·t-2·120°)·sin(ωx·t)+sin(ωc·t+2·120°)·sin(ωx·t)}＝0(2) 即，在比较例中，主要残留不依赖于Vdc脉动的高次谐波电流成分，依赖于Vdc脉动的高次谐波电流成分被完全消除。
接着，在如第一实施方式那样错移了相位的情况下，(1)式及(2)式被改写如(3)式及(4)式那样。其中，式中的±之中，符号+表示按照U→V→W的顺序使相位逐一超前10度的情况，符号-相反表示使相位逐一滞后10度的情况。
不依赖于Vdc脉动的x次电流成分 Ixs·{sin(ωx·t)+sin(ωx·t±x·10°)+sin(ωx·t±x·20°)}(3) 依赖于Vdc脉动的x次电流成分 Ixr·{sin(ωc·t)·sin(ωx·t)+sin(ωc·t-2·120°)·sin(ωx·t±x·10°)+sin(ωc·t+2·120°)·sin(ωx·t±x·20°)}(4) 另外，对于(4)式的第一项～第三项，分别改写为(5)式～(7)式那样。
sin(ωc·t)·sin(ωx·t)＝1/2·{cos(ωx-ωc)·t-cos(ωx+ωc)·t}(5) sin(ωc·t-2·120°)·sin(ωx·t±x·10°)＝1/2·[cos{(ωx-ωc)·t±x·10°+240°}-cos{(ωx+ωc)·t±x·10°-240°}](6) sin(ωc·t+2·120°)·sin(ωx·t±x·20°)＝1/2·[cos{(ωx-ωc)·t±x·20°-240°}-cos{(ωx+ωc)·t±x·20°+240°}](7) 根据上述内容可知，通过错移各相的相位，基于Vdc脉动的x次高次谐波，成为Vdc脉动频率ωc和基于高次谐波ωx的跳动成分(ωn±ωc)(移位)。
再有，作为第一实施方式的具体值，将逆变器输出频率设为与电源频率相同的50Hz(即，ωc＝2π×100Hz)，如(8)式～(13)式那样，求出x(＝9，11，13，15)次高次谐波成分的大小。另外，设定为以U→V→W的顺序使相位逐一超前10度的情况。
○9次高次谐波 Vdc脉动成分；x(＝11次)-Vdc脉动(2次) 1/2·I11r·{cos(ω9·t)+cos(ω9·t+110°+240°)+cos(ω9·t+220°-240°)} ＝1/2·I11r·{2.92·cos(ω9·t)+0.51·sin(ω9·t)} ＝1.48·I11r·sin(ω9·t+80.1°)(8) Vdc直流成分；x＝9次无 ○11次高次谐波 Vdc脉动成分；x(＝13次)-Vdc脉动(2次) 1/2·I13r·{cos(ω11·t)+cos(ω11·t+130°+240°)+cos(ω11·t+260°-240°)} ＝1/2·I13r·{2.92·cos(ω11·t)+0.51·sin(ω11·t)} ＝1.48·I13r·sin(ω11·t+80.1°)(9) Vdc直流成分；x＝11次 I11s·{sin(ω11·t)+sin(ω11·t+110°)+sin(ωω11·t+220°)} ＝I11s·{0.3·cos(ω11·t)-0.11·sin(ω11·t)} ＝0.32·I11s·sin(ω11·t-69.9°)(10) ○13次高次谐波 Vdc脉动成分；x(＝11次)+Vdc脉动(2次) 1/2·I11r·{-cos(ω13·t)-cos(ω13·t+110°-240°)-cos(ω13·t+220°+240°)} ＝1/2·I11r·{-0.19·cos(ω13·t)+0.21·sin(ω13·t)} ＝0.14·I11r·sin(ω13·t-42.1°)(11) Vdc直流成分；x＝13次 I13s·{sin(ω13·t)+sin(ω13·t+130°)+sin(ω13·t+260°)} ＝I13s·{-0.21·cos(ω13·t)+0.19·sin(ω13·t)} ＝0.28·I13s·sin(ω13·t-47.9°)(12) ○15次高次谐波 Vdc脉动成分；x(＝13次)+Vdc脉动(2次) 1/2·I13r·{-cos(ω15·t)-cos(ω15·t+130°-240°)-cos(ω15·t+260°+240°)} ＝1/2·I13r·{0.11·cos(ω15·t)-0.3·sin(ω15·t)} ＝0.16·I13r·sin(ω15·t-20.1°)(13) Vdc直流成分；x＝15次无 根据上述计算，比较例的基于直流电压VDC的11次、13次高次谐波振幅为3I11s、3I13s，而本实施方式的11次、13次高次谐波振幅为0.3I11s、0.3I13s左右，高次谐波振幅降约低至1/10。取而代之，基于Vdc脉动成分，9次、11次的高次谐波振幅增加。但是，通过增加单相单元逆变器的平滑电容器电容，能够降低基于Vdc脉动的高次谐波振幅。另外，通过提高多重变压器的阻抗，也能够降低高次谐波成分。另外，在比较例中，由于基于直流电压VDC的高次谐波电流成分是主要的，所以，即使调整平滑电容器电容等来降低Vdc脉动，也不能够充分降低高次谐波。
即，根据本实施方式，通过以相同的大小错移多重变压器2的次级绕组的相位，与降低小于(6n+1)的高次谐波的比较例相比，可以降低到更高次的高次谐波。由此，即便是级数少的多重电力变换装置100，也能够充分降低高次谐波电流。
图3、图4表示了仿真结果。图3中，表示电源电流(A)的电流波形和FFT(高速傅里叶变换)分析结果，作为图2所示的比较例与图1所示的本实施方式(n＝2)的仿真结果。图3(a)是比较例的电流波形，图3(c)是本实施方式的电流波形，本实施方式相对来说波形失真少。另外，图3(b)表示比较例的FFT分析结果，图3(d)表示本实施方式的FFT分析结果。相对基本波50Hz，比较例中大量产生了与12脉冲二极管/晶闸整流器同等的11次、13次高次谐波、(6n±1)次高次谐波。与之相对，本实施方式中虽然产生了9次、11次的高次谐波，但与比较例相比已经大幅降低。
另外，图4表示它们的各个高次谐波成分的比例(％)。白空心棒表示比较例，斜线棒表示第一实施方式。另外，对于9次、11次高次谐波振幅而言，通过增加平滑电容器部302a的电容器电容、多重变压器20的阻抗，也能够得到降低。
此外，通过调整多重变压器20的二次绕组，例如，将给U、V、W相所对应的每相2个的单相单元逆变器3a～3f的输入相位，像0度、-30度(U相)、10度、-20度(V相)、-10度、-40度(W相)这样，按照W、U、V的顺序使相位逐次超前10(＝30/n)度，或者，像0度、-30度(U相)、-20度、-50度(V相)、-10度、-40度(W相)这样，按照V、W、U的顺序使相位逐次超前10(＝30/n)度，可以获得同等的效果。
另外，本实施方式的多重电力变换装置，只要将给同相的单相单元逆变器(3a和3b、3c和3d、3e和3f)的输入相位差逐一错移60/n＝30度，对整个相，在对应的共计6(＝3相×n)个单相单元逆变器中，分别相对保持60/3n＝10度的相位差即可，与相位的绝对值没有关系。例如，各单相单元逆变器(3a和3b、3c和3d、3e和3f)的相位为15度、-15度(U相)、25度、-5度(V相)、5度、-25度(W相)，也可获得同样的效果。
另外，图1所示的二极管整流部301a，可以取代二极管桥，使用晶闸管等半导体开关元件，来置换构成为转换器(converter)。该置换对各单相逆变器3a～3f的所有二极管整流部进行。由此，在本实施方式中，与比较例相比能够大幅降低电源高次谐波。
(第二实施方式) 接着，对本发明的第二实施方式，着重于与第一实施方式的不同点进行说明。第一实施方式中，按照U、V、W相的顺序相位逐一超前10度，而在第二实施方式中，逐一滞后10度。由此，虽然没有表示计算式，但与第一实施方式同样，因直流电压VDC引起的11次、13次高次谐波成分降低，作为基于Vdc脉动的高次谐波成分，第二实施方式中产生13次、15次的成分。
图5的多重电力变换装置110与第一实施方式相同之处在于，调整多重变压器21的次级绕组相位，在U、V、W相中同相的单相单元逆变器(3a和3b、3c和3d、3e和3f)之间，分别具有60/n＝30度的相位差；对于整个相，在对应的共计6(＝3相×n)个单相单元逆变器中分别具有60/3n＝10度的相位差。不过，与第一实施方式的不同之处在于，多重变压器21的次级绕组，像0度(U相3a)、-30度(U相3b)、-10度(V相3c)、-40度(V相3b)、-20度(W相3e)、-50度(W相3f)那样，使相位滞后。另外，与第一实施方式同样，通过借助平滑电容器电容的增加来使Vdc脉动降低，从而减小高次谐波振幅。
另外，与图5不同，通过调整多重变压器21的次级绕组，例如，按照给U、V、W相所对应的每两个单相单元逆变器3a～3f的输入相位，为0度、-30度(U相)、-10度、-40度(V相)、10度、-20度(W相)那样，按照W、U、V的顺序使相位逐一滞后10度；或者，为0度、-30度(U相)、20度、-10度(V相)、10度、-20度(W相)那样，按照V、W、U的顺序使相位逐一滞后10度，也可以获得与图5的情况同等的效果。另外，它们与第一实施方式同样，只要给同相的单相单元逆变器(3a和3b、3c和3d、3e和3f)的输入相位保持逐一错移60/n＝30度的相位差，对于整个相，在对应的共计6(＝3相×n)个单相单元逆变器中，相对保持逐一错位60/3n＝10度的相位差即可，与相位的绝对值没有关系。另外，与第一实施方式的记载同样，无论使用△锯齿和星型锯齿的哪一个，只要能够错移规定的相位即为等效。
综上所述，在本实施方式中，利用了多重变压器的多重电力变换装置与比较例相比，具有能够大幅降低电源高次谐波的效果。
(第三实施方式) 第一实施方式，虽然说明的是对于各相将2个单相单元逆变器串联连接的n＝2的情况，但对于各相，也能串联连接4个单相单元逆变器。图6中，本发明第三实施方式的多重电力变换装置120，对U、V、W各相，分别多重连接有n＝4个单相单元逆变器31a～31L。多重变压器22，按照给各单相逆变器的输入相位分别为0度、-15度、-30度、-45度(U相)、-5度、-20度、-35度、-50度(V相)、-10度、-25度、-40度、-55度(W相)的方式，调整次级绕组相位。
另外，除了图6之外，只要给各相的4个单相单元逆变器(31a～31d、31e～31h、31I～31L)的输入具有逐一滞后或超前60/n＝15度的相位差，对于整个相，对应的共计12(3相×n)个单相单元逆变器中分别保持60/3n＝5度的相位差。由此，与第一实施方式同样，可以降低作为比较例、相当于24脉冲整流的结构所无法降低的23次、25次高次谐波振幅。
另外，虽然没有图示，但在n＝3的情况下也同样，如果是各相为n级、m相输出的情况，则通过各相n个单相单元逆变器间的输入相位分别保持60/n度的相位差，对于整个相在对应的共计n×m个单相单元逆变器之间分别保持60/(m×n)度的相位差，从而与比较例相比可以降低高次谐波。另外，通过将多重电力变换装置的输出电压以线间电压设为3kV以上，可以驱动高压的电动机。
(第四实施方式) 接着，对本发明的第四实施方式与第一实施方式～第三实施方式的不同点进行说明。本实施方式中，在三相输出的电力变换装置中，多重连接各相n个单相单元逆变器。在将一个相作为U相，将相对U相输出滞后120度的相设为V相，将超前120度的相设为W相时，从多重变压器的初级绕组给次级绕组的相位差，按照(U、V、W)、(W、U、V)或(V、W、U)的顺序逐个超前或滞后20/度，然后，进而按照相位为V相对应的二次绕组相位滞后120度，W相对应的二次绕组相位超前120度的方式，调整多重变压器的次级相位。例如，在n＝2的情况下，设为0度、-30度(U相)、-110度(＝10-120)、-140(＝-20-120)(V相)度、140(＝20+120)度、110(＝-10+120)度(W相)。在本实施方式中，通过考虑各相的相位差(120度)，调整多重变压器的次级相位，来匹配Vdc脉动的相位。第四实施方式与第一实施方式同样，具有可降低基于直流电压VDC的高次谐波振幅的效果。
权利要求
1、一种多重电力变换装置，具备在n、m为自然数时，将输入到初级绕组中的m相交流电分配给(m×n)个次级绕组的多重变压器；和m组多重电力变换器，所述多重电力变换器串联连接有将分配给所述各次级绕组的交流电变换为可变电压、或可变频率的交流电的n个单相单元逆变器而成，其中，
所述多重变压器的次级绕组，在同相输出所对应的n级所述单相单元逆变器间分别具有60/n度的相位差，在所有m相所对应的(m×n)个单相单元逆变器间的相位差分别为60/(m×n)度。
2、一种多重电力变换装置，具备在n、m为自然数时，将输入到初级绕组中的m相交流电分配给(m ×n)个次级绕组的多重变压器；和m组多重电力变换器，所述多重电力变换器串联连接有将分配给所述各次级绕组的交流电变换为可变电压、或可变频率的交流电的n个单相单元逆变器而成，其中，
所述多重变压器的次级绕组，在同相输出所对应的n级所述单相单元逆变器间分别具有60/n度的相位差，同一级所对应的单相单元逆变器的相间的相位差分别为60/(m ×n)度。
3、根据权利要求1所述的多重电力变换装置，其特征在于，
当m＝3、将所述多重电力变换装置的输出设为U、V、W三相输出时，
所述多重变压器的次级绕组的相位差，按照(U、V、W)、(W、U、V)或(V、W、U)的顺序逐一滞后或者超前20/n度。
4、一种多重电力变换装置，具备将输入到初级绕组的三相交流电分配给6个次级绕组的多重变压器、和三组多重电力变换器，所述多重电力变换器，串联连接有将分配给所述各次级绕组的交流电变换为可变电压、或可变频率的交流电的2个单相单元逆变器而成，其中，
所述多重变压器的次级绕组，在同相输出所对应的2个所述单相单元逆变器之间具有30度的相位差，在所有3相所对应的6个单相单元逆变器间的相位差为10度。
5、一种多重电力变换装置，具备在n为自然数时，将输入到初级绕组中的3相交流电分配给3×n个次级绕组的多重变压器；和3组多重电力变换器，所述各个多重电力变换器，串联连接有将分配给所述各次级绕组的交流电变换为可变电压、或可变频率的交流电的n个单相单元逆变器而成，彼此逐一具有120度的输出相位差，对3相负载装置进行驱动，其中，
所述多重变压器的次级绕组，在同相输出所对应的n个所述单相单元逆变器之间分别具有60/n度的相位差，
所述3相负载装置，第一相为U相，相对该U相输出滞后120度的相为V相，相对所述U相超前120度的相为W相，
所述多重变压器，从初级绕组到次级绕组的相位差，按照(U、V、W)、(W、U、V)或(V、W、U)的顺序，逐一滞后或者超前20/n度，并且，V相所对应的次级绕组相位滞后120度，W相所对应的次级绕组相位超前120度。
6、根据权利要求1所述的多重电力变换装置，其特征在于，
通过增加在所述单相单元逆变器内设置的平滑电容器的电容、或调整所述多重变压器的阻抗，来降低所述平滑电容器的电压脉动。
7、根据权利要求1所述的多重电力变换装置，其特征在于，
所述多重电力变换装置的输出电压，在线间电压上为3kV以上。
8、一种多重变压器，在n、m为自然数时，将输入到初级绕组中的m相交流电分配给(m×n)个次级绕组，
所述次级绕组，在同相输出所对应的n个所述二次绕组间分别具有60/n度的相位差，在所有m相所对应的m×n个所述二次绕组间的相位差分别为60/(m×n)度。
全文摘要
一种多重电力变换装置，具备将输入到初级绕组中的m相交流电分配给(m×n)个次级绕组的多重变压器(20)；和m组多重电力变换器。该多重电力变换器，串联连接有将各次级绕组感生的交流电变换为可变电压、或可变频率的交流电的n级单相单元逆变器(3a～3f)而构成，多重变压器(20)的次级绕组，在与同相输出对应的n个单相单元逆变器(3a～3f)之间具有每60/n度的相位差，且在所有m相对应的m×n个单相单元逆变器间的相位差为每60/(m×n)度。由此，可降低更低次的高次谐波电流。
文档编号H01F27/28GK101355321SQ200810109168
公开日2009年1月28日 申请日期2008年5月23日 优先权日2007年5月23日
发明者永田浩一郎, 冈松茂俊, 片山敏男 申请人:株式会社日立制作所