数据再现方法、数据再现装置、光盘和数据记录/再现装置的利记博彩app

专利名称：数据再现方法、数据再现装置、光盘和数据记录/再现装置的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及一种数据再现方法、数据再现装置、光盘和数据记录/再现装置，更具体地涉及一种用于再现记录在光盘上的数据的数据再现方法、数据再现装置、光盘和数据记录/再现装置。
背景技术：
随着数字技术和数据压缩技术的发展，诸如DVD(数字多功能盘)这样的光盘作为用于记录诸如音乐、电影、照片和计算机软件的数据的介质正引起更广泛的注意。因此，由于光盘越来越便宜，所以用于再现记录在光盘上的数据的光盘装置(信息再现装置)已经得到广泛应用。
在光盘装置中，用于再现目的的光束(再现光束)聚集到光盘上，由此根据该光盘反射的光来再现信息(参见，例如日本特许公开专利申请No.2002-319137)。
近年来，已经提出一种允许从具有节距(pitch)小于衍射极限的记录斑点再现(下文称之为“超分辨率再现”)数据的光盘(下文称之为“超分辨率光盘”)(参见，例如日本特许公开的专利申请No.6-183152、5-205314、11-250493和2001-250174)。该超分辨率光盘具有，例如一种包含如下材料的层(此下文称之为“超分辨率层”)，该材料的光学常数(例如，折射系数的实数部分n和折射系数的虚数部分k)在光聚集在其上面时发生改变。
因此，在再现光束聚集到超分辨率层上时，根据光学常数的变化在再现光束的光束斑内部就会形成精细掩模区域(fine mask area)或精细孔径区域(fine aperture area)，由此实现数据的高分辨率再现。
但是，在使用日本特许公开的专利申请No.2002-319137所示的光盘装置来试图再现记录在超分辨率光盘上的数据的情况下，相位失真往往会出现在从反射光获得的RF信号中。这样就会频繁地出现再现错误。
因此，日本特许公开的专利申请No.1996-221839公开了一种在使用限幅器来执行相位校正的再现系统中使用波形均衡器(equlizer)的方法。使用该方法，能够校正由于磁光盘的超分辨率再现而产生的再现信号的不对称性。
然而，由于日本特许公开的专利申请No.1996-221839中公开的方法没有使用一种提高小节距记录斑点的解码性能的PRML(部分响应最大相似性)方法，因此即使在使用超分辨率再现的情况下也难于实现高密度。
对于普通光盘，切向倾斜的光学象差(aberration)可能也会产生再现信号的相位失真。因此，日本特许公开的专利申请No.2002-32919公开了一种在PRML方法中使用PR(部分响应)滤波器进行相位校正的方法。
更具体地说，日本特许公开的专利申请No.2002-32919公开了一种使用自适应PR滤波器作为PR(部分响应)滤波器的方法，该滤波器提供预定的码间干扰(intersymbol interference)。
该自适应PR滤波器包括具有数字结构的FIR滤波器。为了实现高精度的波形均衡，在再现信号的时钟提取之后，在时钟计时(clock timing)将再现信号提供给自适应PR滤波器。因而，可以执行相位校正，而没有受到例如旋转不一致(rotation inconsistency)的影响。因此，能够以精确的PR特性来执行波形均衡。
但是，与使用磁光盘的磁性转移(magnetic transfer)或由切向倾斜引起光束斑的不对称性的超分辨率方法相比，超分辨率再现产生相当大的相位失真。因此，对于自适应信号而言，很难预先提取用于获得相位校正功能的时钟。
而且，从另一方面来讲，近些年来，随着数字技术的发展和数据压缩技术的提高，对具有较大数据容量的光盘的需求在不断增长。至于满足这种需求的方法，存在，例如一种减小用于数据再现的激光束的光束斑直径和提高光学系统的分辨率的方法。
例如，在用于利用具有数据容量大于DVD(数字多功能盘)的光盘(例如，蓝光盘)来再现和记录数据的光盘装置中，通过将具有波长大约为390nm-420nm的激光束聚集到具有数值孔径大约为0.70-0.90的物镜上，并将该激光束聚焦到具有光束斑直径大约为0.48μm的光盘的记录层上，可以利用具有例如直径不大于0.160μm-0.138μm的记录斑点来读取数据和记录数据。
但是，由于受到诸如在光盘中使用的聚碳酸酯(polycarbonate)材料的透明度的因素的影响，更难于提供具有较短波长的激光束或具有较大数值孔径的物镜。因此，近些年来，已经提出一种允许从具有节距小于衍射极限的记录斑点再现(超分辨率再现)数据的光盘(超分辨率光盘)(参见，例如日本特许公开的专利申请No.6-183152(专利文献1)、5-205314(专利文献2)、11-250493(专利文献3)、和2001-250174(专利文献4))。该超分辨率光盘具有，例如一种超分辨率层，该层包含其光学常数在激光束聚集在其上面时发生改变的材料。因此，在用于数据再现的激光束(再现激光束)聚集到超分辨率层上时，根据光学常数的变化在再现激光束的光束斑内部就会形成精细掩模区域或精细孔径区域，由此实现数据的高分辨率再现。
但是，在使用专利文献1-4所示的光盘装置来试图再现记录在超分辨率光盘上的数据的情况下，相位失真往往会出现在从反射光中获得的RF信号中。这使得频繁地出现再现错误。由此，难于利用专利文献1-4所示的光盘装置来提高数据容量。
近些年来，也已经广泛地使用了具有应用PR(部分响应)方法的数字数据再现装置的光盘装置。这种光盘装置的使用是由于随着记录了数字数据的光盘(记录介质)的记录密度的增加、在没有受到相邻比特的干扰(码间干扰)的情况下读取数字数据的单比特的难度增加的结果。
部分响应方法用于通过主动产生预定线性波形干扰而防止信号特性在均衡解码过程中变坏。最近，一种作为部分响应方法和ML(最大相似性)方法的组合的PRML(部分响应最大相似性)方法已经用于执行高精度信号处理。
然而，从光盘中读取数据的读取系统具有非线性特性，这是由使用光衍射来读取信号的原理造成的。因此，RF信号具有由读取系统的非线性特性而引起的非对称属性。而且，RF信号还包括改变记录模式的记录斑点的位置而创建的非线性分量。这种记录斑点位置的变化是在数据记录操作期间由温度干扰引起的。RF信号的非对称属性和非线性分量使得难于提高光盘上记录数据的密度。
因此，非专利文献1(“光记录介质中的自适应部分响应最大相似性检测”，Naoki Ide，ISOM 2002)提出一种使用考虑了非线性分量的码间干扰的非线性补偿表的最大相似性方法。但是，由于在非专利文献1公开的方法中最大相似性估计比特长度与非线性补偿长度是相同的，因此，非线性补偿效果就局限在非线性补偿长度相对于光盘(记录介质)上光束斑的长度较短的情况下(即，在高密度记录的情况下)。特别是，非线性补偿效果在从高分辨光盘(其中数据是以大于光学系统的衍射极限的密度被记录的)再现数据期间或者在增大光束斑直径时产生象差(例如，慧形象差(coma-aberration)、象散现象(astigmatism))期间是不充分的。
因此，例如，如专利文献5(日本特许公开的专利申请No.2004-326839)所示，存在一种通过预先准备预定比特长度的线性码间干扰并使用具有较长比特长度的非线性补偿表来执行非线性补偿和最大相似性估计的方法。但是由于在专利文献5中公开的方法要求用与非线性补偿比特长度相同的范围来执行最大相似性估计，因此当非线性补偿范围增大时电路结构尺寸就变得相当大。为了使用该方法执行最大相似性估计，无论何时逐单个比特地增大比特长度，状态数都会加倍。因此，电路结构尺寸就加倍了。而且，在组合模式补偿比特数一次增加三个比特的情况下，该电路结构尺寸就会呈十倍或更多倍数增大。这使得再现装置变得昂贵。
而且，专利文献6(日本特许公开的专利申请No.2001-126394)公开了一种通过使用先前(过去)临时判定结果来对长范围比特串执行非线性补偿而不会增加电路结构尺寸的方法。但是，通过使用非线性补偿的记录密度的增加是较小的(10％-20％)。因此，该方法不足以实现数据容量的显著增大。
而且，从另一个方面来说，在使用部分响应方法时，能够减小噪声，并通过选择与正使用的再现系统的特性相匹配的部分响应特性能够提高比特误差率。例如，专利文献7(日本注册专利No.3696130)公开了一种具有部分响应特性的信号处理装置，该部分响应特性具有对称形状，其中原点(0)是中心(例如，在PR特性可以用5个比特(“a”，“b”，“c”分别是给定的实数)表示的情况下，PR(a，a)、PR(a，b，a)、PR(a，b，b，a)、PR(a，b，c，b，a)、PR(a，b，b，b，a)、PR(a，a，b，a，a))。但是，专利文献7的对称形状的部分响应特性完全与通过将不对称的光束斑照射到专利文献1-4中公开的超分辨率光盘上读取的模拟再现信号的特性不匹配。这样就会产生再现系统的特性和部分响应特性之间不一致(不匹配)的问题。从而导致比特误差率的增加。

发明内容
本发明可以提供一种数据再现方法、数据再现装置、光盘和数据记录/再现装置，其基本上能够克服由相关领域的限制和不足所引起的一个或多个问题。
本发明的特征和优点在下面的描述中提出，部分从该描述和附图中将会变得清楚，或者通过根据描述中提供的教导实践本发明能够认识到。通过在本说明书中以完全、清楚、简明和精确的术语而使本领域普通技术人员能够实现本发明而具体提出的数据再现方法、数据再现装置、光盘和数据记录/再现装置能够实现和获得本发明的目的以及其它特征和优点。
为了实现这些和其它优点，并且根据本发明的目的，正如这里所体现和广泛描述的，本发明的一个实施例提供一种数据再现装置，用于通过使用PRML检测方法从光盘再现所记录的数据，该数据再现装置包括光学头，其包括光源、具有用于将从光源发射出的光聚集到光盘上的物镜的光学系统、和用于接收从光盘反射的光的光电检测器；信号产生电路，用于根据从光电检测器输出的信号而产生RF信号；相位校正电路，用于在所记录的数据被记录在以小于衍射极限的节距排列的记录斑点上时校正RF信号的相位失真；时钟提取电路，用于从经过校正的RF信号中提取时钟；和解码电路，用于与由时钟提取电路提取的时钟同步地从RF信号解码所记录的数据。
而且，本发明的另一个实施例提供一种使用数据再现装置的数据再现方法，该数据再现装置通过使用PRML检测方法来从光盘上再现所记录的数据，该数据再现方法包括下列步骤a)将光束照射到光盘上；b)接收从光盘反射的光；c)根据所接收到的光产生RF信号；d)在所记录的数据被记录在以小于衍射极限的节距排列的记录斑点上时校正RF信号的相位失真；e)从经过校正的RF信号中提取时钟；和f)与步骤e)中提取的时钟同步地从RF信号中解码所记录的数据。
此外，本发明的又一个实施例提供一种光盘，它包括记录斑点区域，包括以小于衍射极限的节距排列的记录斑点；和第一数据区域，包括适于再现记录在记录斑点中的数据的均衡系数数据。
而且，本发明的再一个实施例提供一种数据再现装置，用于通过使用PRML方法从光盘上再现所记录的数据，光盘上所记录的数据被记录在以小于衍射极限的节距排列的记录斑点中，该数据再现装置包括光学头，其包括光源、具有用于将光源发射出的光聚集到光盘上的物镜的光学系统、和用于接收从光盘反射的光的光电检测器；信号产生电路，用于根据从光电检测器输出的信号而产生RF信号；波形均衡器，用于将RF信号的波形均衡为具有PRML方法的预定部分响应特性的波形；组合模式补偿存储器，用于存储与记录斑点的比特组合模式相对应的多个补偿值；路径存储器，用于存储与根据PRML方法的多个状态相对应的过去确定结果；和分支度量计算器，用于通过使用根据存储在路径存储器中的过去确定值的多个补偿值中的一个补偿值来计算均衡后的RF信号的相似性。
而且，本发明的再一个实施例提供一种数据再现方法，用于使用PRML方法来再现数据，该数据再现方法包括下列步骤a)从光盘上读取RF信号，该光盘的数据记录在以小于衍射极限的节距排列的记录斑点中；b)将RF信号的波形均衡为具有PRML方法的预定部分响应特性的波形；c)计算与均衡后的RF信号的比特组合模式相对应的补偿值；和d)通过使用根据与根据PRML方法的多个状态相对应的过去确定结果的补偿值来计算均衡后的RF信号的相似性。
而且，本发明的另一个实施例提供一种用于根据本发明一个实施例的数据再现装置的光盘，该光盘包括记录斑点区域，包括以小于衍射极限的节距排列的记录斑点；第一数据区域，包含指示记录密度、再现功率、线速度和光源波形的至少一个的第一数据；和第二数据区域，包含指示RF信号的比特组合模式的波形均衡误差量的平均和RF信号的比特组合模式的波形均衡误差量的方差值的至少一个的第二数据。
而且，本发明的另一个实施例提供一种相对于光盘来记录和再现数据的数据记录/再现装置，该数据记录/再现装置包括根据本发明一个实施例的数据再现装置；和利用以小于衍射极限的节距排列的记录斑点将数据记录到光盘上的数据记录装置。
在结合附图阅读本发明时，本发明的其它目的和进一步特征将从下面的详细描述中变得明白。


图1是根据本发明一个实施例的光盘装置的方框图；图2是描述根据本发明一个实施例的超分辨率光盘的示意图；图3是描述根据本发明一个实施例的超分辨率光盘的再现功率和CNR之间关系的曲线图；图4A-4B是描述根据本发明一个实施例的光盘的精细孔径区域和精细掩模区域的示意图；
图5A-5B是描述根据本发明一个实施例的光盘的精细掩模区域效果的示意图；图6是描述根据本发明一个实施例的超分辨率光盘的反射光的光强分布和再现功率之间关系的曲线图；图7A-7B示出根据本发明一个实施例的有关增益的频率特性和有关相位的频率特性的波特(Bode)图；图8是描述图1所示的解码器(二进制数据获取电路)的示意图；图9是描述图8所示非对称FIR滤波器的示意图；图10是描述根据本发明一个实施例的系数设置条件1-5的表格；图11是描述根据本发明一个实施例的系数设置条件1的反射光的光强分布的曲线图；图12是描述根据本发明一个实施例的系数设置条件1的非对称FIR滤波器的均衡系数的曲线图；图13是描述根据本发明一个实施例的系数设置条件2的反射光的光强分布的曲线图；图14是描述根据本发明一个实施例的系数设置条件2的非对称FIR滤波器的均衡系数的曲线图；图15是描述根据本发明一个实施例的系数设置条件3的反射光的光强分布的曲线图；图16是描述根据本发明一个实施例的系数设置条件3的非对称FIR滤波器的均衡系数的曲线图；图17是描述根据本发明一个实施例的系数设置条件4的非对称FIR滤波器的均衡系数的曲线图；图18是描述根据本发明一个实施例的系数设置条件5的反射光的光强分布的曲线图；图19是描述根据本发明一个实施例的系数设置条件6的非对称FIR滤波器的均衡系数的曲线图；图20是描述根据本发明一个实施例的、将光盘装载到光盘装置上时所执行的操作的流程图；图21是描述根据本发明一个实施例的再现操作的流程图；图22是描述在校正相位失真的情况下眼图(eye pattern)的示意图；
图23是描述在没有校正相位失真的情况下眼图的示意图；图24是描述根据本发明一个实施例的比特误差率和非对称FIR滤波器之间关系的表格；图25是描述根据本发明另一个实施例的解码器(二进制数据获取电路)的示意图；图26是描述图25所示非对称FIR滤波器的示意图；图27是描述在光盘不是超分辨率光盘的情况下图26所示的非对称FIR滤波器的均衡系数的曲线图；图28是描述根据本发明一个实施例的具有系数计算电路的非对称FIR滤波器的示意图；图29是描述根据本发明另一个实施例的解码器(二进制数据获取电路)的示意图；图30是描述根据本发明另一个实施例的解码器(二进制数据获取电路)的示意图；图31是描述根据本发明另一个实施例的解码器(二进制数据获取电路)的示意图；图32是描述根据本发明另一个实施例的解码器(二进制数据获取电路)的示意图；图33是描述根据本发明一个实施例的存储了有关均衡系数的数据的区域的示意图；图34是描述根据本发明另一个实施例的存储了有关均衡系数的数据的区域的示意图；图35是根据本发明另一个实施例的光盘装置的方框图；图36A-36C是描述时钟计时和从光盘反射出的光的光强之间关系的示意图；图37是根据本发明另一个实施例的解码器的方框图；图38是示出维特比(Viterbi)解码器的方框图；图39是在根据本发明另一个实施例的光盘装置中使用的PR等级PR(1，2，2，2，1)相对应的状态变迁图；图40是与图39所示的状态变迁图相对应的网格图；图41是示出路径存储器的方框图；
图42是示出根据本发明一个实施例的判定反馈型维特比解码器的方框图；图43是示出根据本发明一个实施例的具有临时确定功能的路径存储器的方框图；图44是描述根据本发明一个实施例的获取临时确定结果的方法的示意图；图45是示出根据本发明一个实施例的组合模式补偿存储器的方框图；图46A-46C是描述根据本发明一个实施例的、确定补偿值CV(n)的方法的表格；图47A是示出根据本发明一个实施例的从ADC输出的信号的眼图的示意图；图47B是示出根据本发明一个实施例的从非对称FIR滤波器输出的信号的眼图的示意图；图48A是示出在没有确定反馈比特的情况下、从根据本发明一个实施例的判定反馈型维特比解码器输出的信号的眼图的示意图；图48B是示出在确定反馈比特是3比特的情况下、从根据本发明一个实施例的判定反馈型维特比解码器输出的信号的眼图的示意图；图49是将本发明一个示例与其它比较示例比较的曲线图；图50是示出在最小记录斑点长度是162nm的情况下非线性校正比特数和比特误差率之间关系的曲线图；图51是描述根据本发明一个实施例的补偿值训练机构的示意图；图52A-52B是描述根据本发明一个实施例的光盘中各个区域的示意图；图53是描述根据本发明一个实施例的包括方差值的B(6)/补偿值存储存储器516的表格；图54是示出根据本发明一个实施例的非线性分量校正信号输出机构的方框图；图55是示出根据本发明另一个实施例的解码器的方框图；图56是示出根据本发明一个实施例的用于逐步获取补偿值和波形均衡系数的逐步补偿值/波形均衡系数获取操作的流程图；图57是描述根据本发明一个实施例的光盘的训练区域的示意图；图58是示出根据本发明一个实施例的PLL67的方框图；
图59是示出根据本发明一个实施例的使用交互相关PLL 67b的解码器1028e的方框图；图60是示出根据本发明一个实施例的互相关PLL 67b的方框图；图61是示出根据本发明一个实施例的互相关相位比较器的方框图；图62示出根据本发明一个实施例用于计算互相关性的公式；图63是示出根据本发明一个实施例的由互相关相位比较器执行的操作的流程图；图64是示出根据本发明一个实施例的使用互相关PLL的解码器1028e的修改示例的方框图；图65是根据本发明一个实施例的非线性分量校正信号输出机构的修改示例的方框图；图66A和图66B是示出根据本发明一个实施例的光盘的修改示例的示意图；图67A-67E是根据本发明一个实施例的比特误差率和PR特性之间的相关性的曲线图。
具体实施例方式
在下面的描述中，参考附图描述本发明的实施例。
图1是示出根据本发明一个实施例的光盘装置20的示意图。
在图1中，光盘装置20包括，例如用于旋转光盘15的主轴电动机22、光拾取装置23、用于沿径向驱动光拾取装置23的寻道电动机21、激光控制电路24、驱动控制电路26、再现信号处理电路28、缓冲RAM 34、缓冲管理器37、接口38、闪存39、CPU 40、和RAM 41。应该注意图1所示的箭头表示代表性信号和数据的流向，不表示每个模块的全部连接关系。根据本发明一个实施例的光盘15是一种能够进行超分辨率再现的超分辨率光盘。该光盘15的结构包括记录层151、反射层152、和超分辨率层153，这些层夹在透明基底(substrate)154之间。记录层151用于将数据记录到其上。反射层152用于反射照射到光盘15上的激光束。超分辨率层153包含其光学常数(例如，折射系数实数部分n和折射系数虚数部分k)根据温度而变化的材料。
该光拾取装置23用于将激光束照射到光盘15上，并用于接收光盘15反射的光。例如，该光拾取装置23包括激光源231，照射出具有与光盘15相对应的波长的激光束；光学系统232，包括物镜232-1，用于将来自光源231的激光束聚集到光盘15上，并通过物镜232-1将从光盘15反射过的光引导到预定区域；光电检测器233，具有位于预定区域中的、用于接受反射光的光电检测区域(光接收区域)；和驱动系统234，用于精确调节物镜232-1的驱动。光电检测器233的每个光接收区域将对应于所接收的光量(光接收量)的信号输出给再现信号处理电路28。驱动系统234包括聚焦致动器(focusing actuator)(未示出)，用于在聚焦方向上驱动物镜232-1；和跟踪致动器(tracking actuator)(未示出)，用于在跟踪方向上驱动物镜232-1。作为一个示例，从光源231发射出的激光束的波长(下文称之为“光源波长”)是635nm，物镜232-1的数值孔径是0.6。在本示例中，衍射极限大致为530nm(≈光源波长/2NA)。
图3是示出描述在光拾取装置23从具有按节距400nm形成的凹坑(凹坑长度＝200nm)的光盘15上再现数据的情况下，载波噪声比(CNR)和再现功率(Pr)之间关系的示例的曲线图。如图3所示，在再现功率Pr是2mW或更大些时，CNR就超过30dB，因此，表明可以执行超分辨率再现。应该注意能够进行超分辨率再现的再现功率在下文称为“超分辨率再现功率”。
在具有超分辨率再现功率的激光束聚集到光盘15上时，在激光束聚集到的区域上温度升高，由此在激光束的光束斑中形成精细孔径区域或精细掩模区域，分别如图4A和4B所示。精细孔径区域和精细掩模区域具有在激光束光束斑的移动方向的相反方向上拖尾(trailing)而形成的尾部。应该注意是否在光盘15的超分辨率层153上形成精细孔径区域或精细掩模区域，取决于例如超分辨率层153的材料，或者光盘15的层结构。
因此，在形成精细孔径区域的情况下，反射光的量取决于凹坑是否位于精细孔径区域中而显著改变。此外，在形成精细掩模区域的情况下，反射光的量取决于凹坑是否被精细掩模区域遮掩而显著改变。
例如，如图5的(A)中所示，在形成精细掩模区域的情况下，超分辨率层的光学常数在激光束的光束斑加热过的区域会发生变化，由此减小光束斑后部(rear part)(相对于光束斑的移动方向)的反射率。因此，如图5的(B)所示，从超分辨率层153的入射(进入)侧的表面(PL表面)上的光强分布方面来说，入射到PL表面上的光形成具有对称形状的光束斑。与此同时，在PL表面上反射的光形成具有不对称形状(状态)的光束斑。由于记录层151中的数据是根据不对称形状的光束斑读取的，这样就会产生RF信号的相位失真。
图6是描述反射光光强分布相对于再现功率的依赖性的典型曲线图。根据该曲线图，在再现功率Pr增加到超分辨率功率的情况下，光束斑的后部就被遮掩，反射光的光强分布在其后部就减少，因此在其后部显示具有切断(cutoff)区域的反射光的光强分布。在该示例中，图6所示的基准点(原点)表示光束斑的中心位置。
通过对图6中所示的光强分布执行傅立叶变换而获得的光学系统232的读取系统(包括光盘)显示在图7的Bode图(A)和(B)中。在再现功率Pr是2.5mW的情况下，虽然在衍射极限之上的高频区域保持增益(如图7(A)中所示)，但是在低于衍射极限的频率中会出现相位失真(如图7(B)中所示)。这种相位失真会引起RF信号的相位失真，反过来会影响包含在RF信号中的数据的解码。
返回图1，再现信号处理电路28包括，例如放大器28a、伺服信号产生电路28b、摆动信号产生电路28c、RF信号产生电路28d和解码器28e。
放大器28a用于将来自光拾取装置23的光电检测器233的多个光电转换信号转换为电压信号，并以预定的增益放大这些信号。
伺服信号产生电路28b用于根据从放大器28a输出的信号产生伺服信号(聚焦误差信号、跟踪误差信号)。将所产生的伺服信号输出给驱动控制电路26。
摆动信号产生电路28c用于根据从放大器28a输出的信号产生摆动信号。
RF信号产生电路28d用于根据从放大器28a输出的信号产生RF信号。
解码器28e用于，例如，从摆动信号中提取地址数据和同步信号。将所提取的地址数据输出给CPU 40，将所提取的同步信号输出给驱动控制电路26。
解码器28e对RF信号执行，例如，解码处理和误差检测处理。在解码器在RF信号中检测到误差的情况下，解码器28e就对RF信号执行误差校正处理。然后，经过处理的RF信号就从解码器28e作为再现数据输出，并经由缓冲管理器37存储在缓冲RAM 34中。解码器28e被配置作为二进制数据获取电路，用于从RF信号产生电路28d输出的RF信号中获取二进制数据。在本示例中，二进制数据获取电路(解码器)28e包括高通滤波器(HPF)60、均衡电路(equalizing circuit)61、和AD转换器(ADC)62、包括非对称FIR滤波器63的相位校正电路900、内插器64、另一个均衡电路65、维特比解码器66、PLL 67和开关电路68，如图8所示。
HPF 60用于去除RF信号中的低频噪音。在HPF 60后面提供的均衡电路61用于增强通过降低光学系统232的MTF(调制传递函数)而被衰减的高通分量，并用于减少码间干扰。应该注意均衡电路61还用作低通滤波器(LPF)，用于截断高频分量以在ADC 62中的AD转换的过程中防止折叠噪声(aliasingnoise)。
在均衡电路61后面提供的ADC 62用于将从均衡电路61输出的信号转换为数字信号(AD转换)。在ADC 62后面提供的开关电路68用于根据来自CPU 49的指令将来自ADC 62的数字信号输出切换给非对称FIR滤波器63、或者给内插器64。
包括非对称FIR滤波器63的相位校正电路900用于对ADC 62输出的数字信号执行滤波处理，以校正RF信号的相位失真。下面详细地描述包括非对称FIR滤波器63的相位校正电路900的结构。
内插器64用于对从ADC 62输出的信号、或对从非对称FIR滤波器63输出的信号执行内插处理，即，根据两个或多个先前计时和随后计时(以前和以后)的样本值插入时钟计时的样本值。
PLL 67用于根据从内插器64输出的信号再现记录在光盘15上的记录信号的时钟(下文也称之为“记录时钟”)，并向内插器64指示时钟计时。即，通过内插器64和PLL 67的组合进行与再现时钟同步的采样操作。在该示例中，下文中将记录时钟的周期表示为“1T”。
在内插器64后面提供的均衡电路65用于对从内插器64输出的信号执行波形均衡化处理以使信号变成对应于期望的PR(部分响应)特性的响应信号。例如，期望的PR特性可以是(1，2，2，2，1)。
在均衡电路65后面提供的维特比解码器66用于对从均衡电路65输出的信号执行使用最大相似性的解码处理(维特比解码处理)，由此输出二进制数据。即，在该示例中，使用PRML(部分响应最大相似性)信号处理方法。
返回图1，驱动控制电路26根据来自再现信号处理电路28的伺服信号产生用于驱动光拾取装置23的驱动系统234的驱动信号，以校正物镜232-1的位置偏差。因此，跟踪控制和聚焦控制是根据驱动信号的。驱动控制电路26还根据来自CPU 40的指令产生用于驱动寻道电动机21的驱动信号和用于驱动主轴电动机22的驱动信号。驱动控制电路26输出相应的驱动信号给寻道电动机21和主轴电动机22。
缓冲RAM 34用于暂时存储，例如，从光盘15再现的数据(再现数据)。将数据输入给缓冲RAM 34或从缓冲RAM 34输出数据由缓冲管理器37进行管理。
激光控制电路24用于控制光拾取装置23中光源231的照射功率。
接口38是用于相对于上级装置90(例如，个人电脑)执行双向通信的接口。接口38包括这些标准接口，诸如ATAPI(AT附加分组接口)、SCSI(小型计算机系统接口)、和USB(通用串行总线)。
闪存39，例如，用于存储以CPU 40可读代码编写的各种程序、有关光拾取装置23的光源231的光发射特性的数据(光源特性数据)、和有关均衡系数的数据(均衡系数数据)。
CPU 40用于根据存储在闪存39中的程序控制上述每个装置、电路和部件的操作(处理)，并用于将各种数据(例如，用于执行控制的数据)存储在RAM 41和缓冲RAM 34中。
<相位校正电路的非对称FIR滤波器的详细描述>
接下来，详细地描述根据本发明一个实施例的、包含于相位校正电路900中的非对称FIR滤波器63。
如图9所示，相位校正电路900的示例结构包括非对称FIR滤波器63，它具有，例如20个延迟电路(D1-D20)、21个乘法器(h1-h21)、系数设置电路100、和加法器102。即，非对称FIR滤波器63包括21个抽头的FIR滤波器。每个乘法器h1-h21的乘法系数(n；n＝1-21)也被称为“抽头系数”。而且，每个乘法器h1-h21的乘法系数的组合也被称为“均衡系数”。为了方便起见，延迟装置和部分乘法器在图9中省略(未图示)了。应该注意每个延迟装置的延迟时间是“1T”(记录时钟的单个周期)。
加法器102用于将从每个乘法器h1-h21输出的信号进行累加，并将累加过的信号输出给内插器64。
系数设置电路100用于根据，例如，光盘15的超分辨率层的结构、记录密度、记录功率、再现过程的线速度、用于驱动光源231的波形(下文也称之为“系数设置条件”)来设置均衡系数。在该示例中，预先获得对应于每个系数设置条件的适当的均衡系数，并将其作为均衡系数数据存储在闪存39中。因此，系数设置电路100从闪存39中提取对应于系数设置条件的均衡系数，并对每个乘法器h1-h21设置均衡系数。
在该示例中，为了获得均衡系数，再现记录在光盘15中的预定凹坑阵列，通过使用最小均方(LMS)算法或递归最小二乘(RLS)算法获得目标信号和从非对称FIR滤波器63输出的信号之间的差值，其中在PLL 67中根据目标信号能够可靠地获得记录时钟。将目标信号和非对称FIR滤波器63输出的信号之间的差值的最小值设置为对应于那时系数设置条件的适当的均衡系数。应该注意通过使用非对称均衡系数值作为初始值能够加速计算的收敛。
下面，描述通过系数设置电路100设置均衡系数的示例。在该示例中，如图10所示，“系数设置条件1”被设置成具有记录介质类型为“A”、再现功率为“2.5mW”、线速度为“4.30m/s”、和最短凹坑长度(也被称为“最短斑点长度”)为“0.193μm”；“系数设置条件2”被设置成具有记录介质类型为“A”、再现功率为“2.1mW”、线速度为“4.30m/s”、和最短凹坑长度为“0.193μm”；“系数设置条件3”被设置成具有记录介质类型为“B”、再现功率为“2.7mW”、线速度为“4.30m/s”、和最短凹坑长度为“0.193μm”；“系数设置条件4”被设置成具有记录介质类型为“B”、再现功率为“2.7mW”、线速度为“4.30m/s”、和最短凹坑长度为“0.130μm”；以及“系数设置条件5”被设置成记录介质类型为“A”、再现功率为“2.7mW”、线速度为“3.00m/s”、和最短凹坑长度为“0.193μm”。应该注意“A”类型记录介质是在其中形成精细掩模区域的超分辨率光盘，“B”类型记录介质是在其中形成精细孔径区域的超分辨率光盘。
图11示出在选择“系数设置条件1”的情况下、来自PL表面的反射光的光强分布。图11示出反射光的光束斑后部的光强被在加热区域形成的精细掩模区域减小，因此示出具有不对称形状的光强分布。图12示出选择“系数设置条件1”时的均衡系数。图12示出在抽头系数的中心(在该示例中，k11)是原点时该均衡系数也呈现不对称形状。
图13示出在选择“系数设置条件2”的情况下、来自PL表面的反射光的光强分布。图13示出精细掩模区域的大小(面积)减小且光强分布的形状变得更接近于对称形状。这是由于与系数设置条件1的再现功率相比再现功率减小的缘故。图14示出在选择“系数设置条件2”时的均衡系数。与图12所示的均衡系数不同，图14示出均衡系数根据再现功率而改变。
图15示出在选择“系数设置条件3”的情况下、来自PL表面的反射光的光强分布。图15示出反射光的光束斑后部的光强被在加热区域中形成的精细孔径区域增加，因此示出具有不对称形状的光强分布。图16示出在选择“系数设置条件3”时的均衡系数。与图12所示的均衡系数不同，图16示出均衡系数根据光盘15的类型(超分辨率层的类型)而改变。
图17示出在选择“系数设置条件4”时的均衡系数。与图16所示的均衡系数不同，图17示出均衡系数根据最短斑点长度(记录密度)而改变。应该注意系数设置条件4和系数设置条件3之间仅有的差别是最短斑点长度(记录密度)，系数设置条件4的光强分布实质上与系数设置条件3的光强分布相同。
图18示出在选择“系数设置条件5”的情况下、来自PL表面的反射光的光强分布。与系数设置条件1的光强分布相比，系数设置条件5的光强分布示出反射光的光束斑后部的光强被在加热区域中形成的精细掩模区域更加减小，这是因为由于线速度的减小而使超分辨率层加热到较高温度。图19示出在选择“系数设置条件5”时的均衡系数。与图12所示的均衡系数不同，图19示出均衡系数根据线速度而改变。
接下来，参考图20描述光盘15加载(安装)到根据本发明实施例的光盘装置20上的操作。图20所示的流程图对应于具有由CPU 40执行的一系列处理的算法。
首先，CPU 40指示驱动控制电路26以预定的线速度(或角速度)旋转光盘15(步骤S401)。
然后，读取记录在光盘15上的系数设置条件和盘数据(步骤S403)。
然后，根据从光盘15读取的盘数据确定光盘15是否是超分辨率光盘(步骤S405)。在本示例中，由于光盘15是超分辨率光盘，所以确定是肯定的(步骤S405中的是)。
然后，给标志F设置值“1”，以指示加载到光盘装置20的光盘15是超分辨率光盘(步骤S407)。
然后，将诸如读取的系数设置条件、盘数据和标志F的值(标志值数据)的各种数据存储在RAM 41中(步骤S411)。
然后，包含系数设置条件和标志值数据的存储数据发送(报告)给光盘装置20中需要该数据的相应部件(步骤S413)。在执行完步骤S413之后就完成将光盘15加载到光盘装置20上的操作。
在光盘15不是超分辨率光盘的情况下，在步骤S405中确定是否定的(步骤S405中的否)，该操作继续进行到步骤S409。然后，给标志F设置值“0”，以指示加载到光盘装置20的光盘15不是超分辨率光盘(步骤S409)。然后，该操作继续进行到步骤S411。
<再现操作>
接下来，参考图21描述根据本发明实施例的在上级装置90请求光盘15的数据再现(再现操作)时光盘装置20的操作。图21所示的流程图对应于具有由CPU 40执行的一系列处理的算法。
首先，CPU 40报告已经将命令请求数据再现(再现命令)从上级装置90接收到达光盘装置20中的相应部件(例如，再现信号处理电路28、激光控制电路24)(步骤S501)。因此，系数设置电路100根据存储在闪存39中的均衡系数数据和存储在RAM 41中的系数设置条件以上述的方式设置均衡系数。
然后，读取存储在RAM 41中的标志值数据(步骤S503)。然后，确定标志数据的值是否是“1”(步骤S505)。在该示例中，由于标志数据的值是“1”，所以确定是肯定的(步骤S505中的是)。
然后，CPU 40指示开关电路68切换ADC 62的信号输出，使得将来自ADC 62的输出信号输入给非对称FIR滤波器63(步骤S507)。
然后，CPU 40指示驱动控制电路26以使得光束斑能够位于目标位置的附近，该目标位置对应于包含在再现命令中的指定地址(步骤S511)。因此，驱动控制电路26产生用于进行寻道操作的驱动信号。在完成寻道操作后，该操作进行到步骤S513。在不需要寻道操作的情况下，可以省略步骤S511中的处理。
然后，开始再现处理(步骤S513)。
然后，确定再现处理是否完成(步骤S515)。在没有完成再现处理的情况下，确定是否定的(步骤S515中的否)，在经过预定时间后再次进行步骤S515的确定。在完成再现处理的情况下，确定是肯定的，由此完成再现操作。
在标志数据的值是“0”的情况下，确定是否定的(步骤S505中的否)。然后，CPU 40指示开关电路68切换ADC 62的信号输出，以使得来自ADC 62的输出信号输入给内插器(步骤S509)。然后，再现操作进行到步骤S511。
因此，光盘装置20能够适应性地执行超分辨率光盘和普通光盘(在本示例中是DVD)两者的再现操作。
图22示出在执行上述再现操作的情况下经由非对称FIR滤波器63输入给内插器64的信号的眼图的示例。在本示例中，眼睛睁开，使得能够在PLL67中精确地提取记录时钟。特别是，即使是对于最短的凹坑长度，眼睛也是充分地睁开的。因此，能够容易地执行记录时钟的提取。图23示出在没有非对称FIR滤波器63介入的情况下输入给内插器64的信号的眼图的比较示例。在该比较示例中，眼睛不是睁开的，由此使得难以提取记录时钟。特别是，由于眼睛不是睁开的，因此对于最短凹坑长度就不能提取记录时钟。换句话说，RF信号的相位失真通过非对称FIR滤波器63进行校正。
图24是示出对以193nm的凹坑长度记录数据的光盘15执行再现操作时的比特误差率的表格。这里，再现操作的条件是再现功率为“2.5mW”，线速度(记录过程中)为“2.5m/s”。在本示例中使用的非对称FIR滤波器63的均衡系数是图12中所示的相应抽头系数。在没有非对称FIR滤波器63的介入情况下执行的再现操作呈现出大致为0.5的比特误差率。因此，在没有非对称FIR滤波器63介入的情况下就不能解码数据。另一方面，在非对称FIR滤波器63介入的情况下执行的再现操作呈现出显著减小的、大致为0.0020的比特误差率。因此，能够满意地解码数据。
在根据本发明实施例的上述光盘装置20中，RF信号具有在HPF 60中消除的低频噪音。然后，均衡电路61降低RF信号的码间干扰。然后，ADC 62将RF信号转换为数字信号。然后，在加载(安装)到光盘装置20的光盘15是超分辨率光盘的情况下，ADC 62输出数字信号给非对称FIR滤波器63。通过从闪存39中获得对应于光盘15的系数设置条件的均衡系数，并给每个乘法器h1-h21设置均衡系数，非对称FIR滤波器63校正RF信号的相位失真。非对称FIR滤波器63的输出信号经由内插器64发送给PLL 67。由于通过非对称FIR滤波器63校正RF信号的相位失真，所以能够从RF信号中精确地提取记录时钟。因此，内插器64与记录时钟同步精确地进行采样。通过均衡电路65和维特比解码器66用PRML信号处理方法对内插器64的输出信号进行解码。因此，能够精确地再现记录在由具有小于衍射极限的记录斑点形成的光盘上的数据。
如图26所示，根据本发明另一个实施例的二进制数据获取电路800可以被配置成没有开关电路68，以使得ADC 62的输出数字信号输入给非对称FIR滤波器63。因此，在根据本发明另一个实施例的相位校正电路900中(见图26)，可以在非对称FIR滤波器63中提供系数改变电路104，以指示系数设置电路100改变均衡系数。在光盘15不是超分辨率光盘的情况下，系数改变电路104指示系数设置电路100在原点(0)是抽头系数的中心(在该示例中，k11)的情况下将均衡系数配置成具有多个对称的抽头系数。在此情况下，系数改变电路104可以指示系数设置电路100将均衡系数设置为一个使得非对称FIR滤波器63能够用作降低或调节码间干扰的FIR滤波器的值(见图27)。而且，在光盘15不是超分辨率光盘的情况下，系数改变电路104可以指示系数设置电路100将给定乘法器的抽头系数设置为“1”，而将其余乘法器的抽头系数设置为“0”，以使非对称FIR滤波器63可被省略(取消)。
而且，根据本发明另一个实施例，在光盘15具有包括光盘15的摆动数据的区域的情况下(见图33)，或者当光盘在光盘15的内边缘部分具有包括均衡系数数据的TOC(内容表格)区域的情况下(见图34)，CPU 40，例如，可以从光盘15中读出摆动数据或均衡系数数据，并在上述步骤S403中将读出的数据存储在RAM 41中。因此，在接收到来自上级装置90的再现请求命令的情况下，系数设置电路100可以根据存储在RAM 41中的均衡系数数据和系数设置条件来设置均衡系数。
在此情况下，如相位校正电路900(见图28)所示，可以在非对称FIR滤波器63中提供系数计算电路106，用于响应于再现命令根据记录在光盘15中的均衡系数数据而计算要由系数设置电路100设置的均衡系数。例如，在记录在光盘15中的均衡系数数据是对应于4×速度再现的数据和再现命令请求16×速度再现的情况下，系数计算电路106就根据记录在光盘15中的均衡系数数据计算实现16×速度再现的均衡系数。可以将系数计算电路106计算出的均衡系数记录在RAM 41中或者在光盘15的预定区域中，以便计算出的均衡系数能够在此后被再次使用。而且，系数计算电路106可以使用非对称均衡系数作为加速计算收敛的初始值。
虽然根据本发明上述实施例的非对称FIR滤波器63是包括21个抽头的FIR滤波器，但是非对称FIR滤波器63并不局限于此结构。例如，非对称FIR滤波器63可以是包括五个抽头的FIR滤波器。此外，非对称FIR滤波器63的抽头数量并不局限于奇数，但是也可以是偶数。
由于根据本发明的上述实施例在均衡电路61是线性电路的情况下HPF60是线性电路，HPF 60和均衡电路61的排列顺序可以调换。
在二进制数据获取电路800具有图29所示结构的情况下，ADC可以与记录时钟同步地执行采样操作。在此情况下，PLL 67提取的记录时钟被发送给ADC 62。因此，利用这种结构，内插器64没有设置在二进制数据获取电路800中。
而且，根据本发明另一个实施例的非对称FIR滤波器63可以被配置成模拟电路。在此情况下，如图30所示，在内插器64的前面(即，非对称FIR滤波器63后面)提供ADC。
如图31所示，根据本发明另一个实施例的二进制数据获取电路800可具有这样的结构允许ADC 62的输出信号直接输入给内插器64，并且仅有非对称FIR滤波器63的输出信号输入给PLL 67。由于具有这样的结构，所以能够使用解码RF信号的常用电路。
而且，相位补偿模拟滤波器73可以用作非对称FIR滤波器63的另一种选择方案(见图32)，由此消除RF信号的相位失真，其中相位补偿模拟滤波器73在超分辨率再现过程中具有与RF信号的相位失真相反的相位特性(在本示例中，再现操作的再现功率为2.5mW)。在此情况下，在内插器64的前面提供ADC 62。
虽然根据本发明上述实施例的光盘装置20被描述为仅具有一种从光盘再现数据的功能，但是只要光盘装置20具有从光盘再现数据的功能，也可以使用其它具有数据记录功能、数据擦除功能和/或数据再现功能的光盘装置20。
虽然根据本发明上述实施例的光拾取装置23被描述为具有单个光源231，但是，光拾取装置23也可以具有，例如，具有用于照射具有不同波长的激光束的多个光源。
图35是根据本发明一个实施例的光盘装置1020的示意图。应该注意本发明的下面实施例的全部附图中，同样的部件用与部分1中上述本发明实施例的相同附图标记表示，在此不做进一步解释了。
在图35中，光盘装置1020包括，例如，用于旋转光盘1015的主轴电动机1022、光拾取装置1023、沿径向驱动光拾取装置1023的寻道电动机1021、激光控制电路1024、驱动控制电路1026、再现信号处理电路1028、缓冲RAM1034、缓冲管理器1037、接口1038、闪存1039、CPU 1040、和RAM 1041。应该注意图35所示的箭头表示代表信号和数据的流向，不表示每个模块的全部连接关系。根据本发明一个实施例的光盘1015是一种能够进行超分辨率再现的超分辨率光盘。该光盘1015基本上具有与图2所示的光盘相同的结构。光盘1015的结构包括记录层151、反射层152、和超分辨率层153，这些层夹在一对透明基底(substrate)154之间。记录层151用于将数据记录在其上。反射层152用于反射照射到光盘15上的激光束。超分辨率层153包含其光学常数根据温度而变化的材料。
该光拾取装置1023用于将激光束23a(见图23a)照射到光盘1015上，并用于接收从光盘1015反射出的光。该光拾取装置1023包括例如，激光源1231，用于照射出具有与光盘1015相对应的波长的激光束；光学系统1232，包括物镜1232-1，用于将来自光源1231的激光束23a聚焦到光盘1015上，并通过物镜1232-1将从光盘1015反射的光引导到预定区域上；光电检测器1233，具有位于预定区域中用于接收反射光的光电检测区域(光接收区域)；和驱动系统1234，用于精确调节物镜1232-1的驱动。光电检测器1233的每个光接收区域将对应于所接收的光量(光接收量)的信号输出给再现信号处理电路1028。驱动系统1234包括聚焦致动器(未示出)，用于在聚焦方向上驱动物镜1232-1；和跟踪致动器(未示出)，用于在跟踪方向上驱动物镜1232-1。作为一个示例，从光源1231发射出的激光束的波长(下文称之为“光源波长”)是635nm，物镜1232-1的数值孔径(NA)是0.6。在本示例中，衍射极限大致为530nm(激光束波长/2NA)。
图3是示出在光拾取装置1023从具有以节距400nm形成的记录斑点(凹坑)(记录斑点长度＝200nm)的光盘上再现数据的情况下、载波/噪声比(CNR)和再现功率(Pr)之间关系的示例的曲线图。如图3所示，在再现功率Pr是2mW或更大些时，CNR就超过30dB，因此，表明可以执行超分辨率再现。应该注意使得能够进行超分辨率再现的再现功率在下文中被称为“超分辨率再现功率”。
在具有超分辨率再现功率的激光束聚焦到光盘1015上时，在激光束聚焦到的区域上温度升高，由此在激光束的光束斑BS中形成精细孔径区域HA或精细掩模区域MA，该光束斑形成在超分辨率层153上，分别如图4(A)和4(B)所示。精细孔径区域HA和精细掩模区域MA具有在与激光束的光束斑BS移动方向相反的方向上拖尾而形成的尾部。应该注意图4所示的黑点表示在光盘1015中形成的记录斑点(凹坑)。而且，应该注意精细孔径区域HA或精细掩模区域MA是否在光盘1015的超分辨率层153中形成取决于，例如，超分辨率层153的材料、或者光盘1015的层结构。
因此，在形成精细孔径区域HA的情况下，反射光的量依赖于记录斑点是否位于精细孔径区域HA中而显著改变。此外，在形成精细掩模区域MA的情况下，反射光的量显著地依赖于记录斑点是否被精细掩模区域MA遮掩而改变。
例如，如图5的(A)中所示，在形成精细掩模区域MA的情况下，超分辨率层153的光学常数在经过激光束23a照射而加热过的区域会发生变化，激光束23a的光轴为AX。由此在激光束23a的光束斑后部形成掩模区域MA，并在光束斑后部减小来自反射层152(相对于光束斑的移动方向)的反射率。因此，如图5的(B)所示，从超分辨率层153的入射(进入)侧的表面(PL表面)上的光强分布方面来说，入射到PL表面上的光形成具有对称形状的光束斑。与此同时，在PL表面上反射的光形成具有不对称形状(状态)的光束斑。由于根据不对称形状的光束斑读取记录层151中的数据，这样就会产生RF信号的相位失真。
根据图6所示的上述曲线图(用于描述反射光的光强分布相对于再现功率的依赖性的曲线图)，在再现功率Pr增加到超分辨率功率的情况下，光束斑的后部就被遮掩，反射光的光强分布在其后部就减少，因此示出在其后部具有截止区域的反射光的光强分布。在该示例中，图6所示的基准点(原点)表示光束斑的中心位置。
如图6所示，与在激光束的波长减小或者物镜的数值孔径(NA)的情况下形成于光盘的记录层上的光束斑相比，形成于超分辨率光盘1015记录层151上的光束斑形状具有这样的特征在光强分布的顶端更加尖锐，同时边缘部分的宽度保持不变。
因此，与通过增加激光束的波长减小或者增加物镜的数值孔径(NA)而减小光束斑的斑直径的情况相比，在超分辨率光盘的记录密度增加的情况下由于激光束的光束斑的边缘部分的宽度很可能在宽范围内出现码间干扰。图36A是示出用于再现用标准记录密度记录到光盘(例如，DVD)上的数据的时钟计时和从该光盘反射的光的光强之间关系的曲线图。图36B是示出用于再现用标准记录密度三倍的记录密度记录到光盘上的数据的时钟计时和从该光盘反射的光的光强之间关系的曲线图。图36C是示出在将激光束聚焦到具有较高NA的物镜上或者数据以较短波长激光束再现的情况下再现用标准记录密度三倍的记录密度记录到光盘上的数据的时钟计时和从该光盘反射的光的光强之间关系的曲线图。
在再现用标准记录密度记录的数据的情况下，光束斑的具有码间干扰的区域范围(下文也称之为“码间干扰区域”)PA大致等效于3个时钟(见图36A)。在再现用标准记录密度三倍的记录密度记录的数据的情况下，码间干扰区域范围PA大致等效于5个时钟(见图36B)。在激光束聚集到具有较高NA的物镜上或者使用具有较短波长的激光束时再现用标准记录密度三倍的记录密度记录的数据的情况下，码间干扰区域范围PA大致等效于3个时钟(见图36C)。因此，在再现，例如用标准记录密度三倍的记录密度在超分辨率光盘上记录的数据的情况下，与图36C所示的情况相比，码间干扰区域范围PA较长。所以，就能长期(范围)地防止码间干扰。
如图6所示，由于光束斑的边缘部分的宽度对于将数据记录到超分辨率光盘来说没有改变，因此激光束光束斑的大小不能被方便地减小。所以，在用高密度将数据记录到超分辨率光盘上时，在光盘的记录层上就很难形成较高精度的记录斑点。而且，例如，由于相邻或临近记录斑点的热干扰，可能产生记录误差。这种记录误差会导致非线性码间干扰，对再现信号产生不利影响。
而且，对于具有包括凹坑部分和间隔部分(space part)的凹坑图案的专用于再现的超分辨率光盘(再现超分辨率光盘)，由于结构的差异，凹坑部分和间隔部分的热容量是不同的，超分辨率层153的热分布根据在其上形成光束斑的凹坑图案而改变。因此，光束斑的形状根据光盘的凹坑图案而改变。这样就会导致非线性码间干扰并对再现信号产生不利影响。
因此，为了再现用较高记录密度记录在超分辨率光盘上的再现数据，希望防止长时间的非线性码间干扰。
返回图35，再现信号处理电路1028包括，例如，放大器1028a、伺服信号产生电路1028b、摆动信号产生电路1028c、RF信号产生电路1028d和解码器1028e。
放大器1028a用于将来自光拾取装置1023的光电检测器1233的多个光电转换信号转换为电压信号，并用预定的增益放大这些信号。
伺服信号产生电路1028b用于根据从放大器1028a输出的信号产生伺服信号(聚焦误差信号、跟踪误差信号)。所产生的伺服信号输出给驱动控制电路1026。
摆动信号产生电路1028c用于根据从放大器1028a输出的信号产生摆动信号。
RF信号产生电路1028d用于根据从放大器1028a输出的信号产生RF信号。
解码器1028e用于从摆动信号中提取，例如，地址数据和同步信号。所提取的地址数据输出给CPU 1040，所提取的同步信号输出给驱动控制电路1026。
解码器1028e，例如，对RF信号执行解码处理和误差检测处理。在解码器检测到RF信号中的误差的情况下，解码器1028e就对RF信号执行误差校正处理。然后，经过处理的RF信号就从解码器1028e作为再现数据输出，并通过缓冲管理器1037存储在缓冲RAM 1034中。
图37是示出根据本发明一个实施例的解码器1028a的方框图。如图37所示，解码器1028e包括，例如，高通滤波器(HPF)1060、均衡电路1061、和AD转换器(ADC)1062、非对称FIR滤波器1063、内插器1064、另一个均衡电路1065、判定反馈型维特比解码器1066、和PLL 1067。
HPF 1060用于去除RF信号中的低频噪音。在HPF 1060后面提供的均衡电路1061用于增强通过降低光学系统1232的MTF(调制传递函数)而被衰减的RF信号的高通分量，并减少码间干扰。应该注意均衡电路1061还用作低通滤波器(LPF)，它用于截断高频分量以在ADC 1062的AD转换的过程中防止折叠噪声。
在均衡电路1061后面提供的ADC 1062用于将均衡电路1061输出的信号转换为数字信号(AD转换)。
非对称FIR滤波器1063是用于对从ADC 1062输出的数字信号执行滤波处理，以校正由于形成于超分辨率光盘1015上的光束斑的非对称性能而引起RF信号的相位失真的FIR滤波器。非对称FIR滤波器1063是一种具有非对称均衡器系数的FIR滤波器，其中原点是其抽头系数的中心。
内插器1064用于对从ADC 1062输出的信号、或对从非对称FIR滤波器1063输出的信号执行内差处理，即，根据两个或多个先前和随后计时(前和后)的样本值插入一个时钟计时的样本值。
PLL 1067用于从内插器1064输出的信号再现记录在光盘1015上的信号的时钟(下文也称之为“再现时钟”)，并将时钟计时指示给内插器1064。即，通过内插器1064和PLL 1067的组合进行与再现时钟同步的采样操作。应该注意PLL 1067的、用于比较再现时钟和信号时钟之间相位的部件(下文也称之为“相位比较部件”)可以通过使用限幅器比较二进制化信号的相位。而且，还可以使用根据再现信号的电平值和再现时钟与信号时钟之间没有相位差的目标符号(target symbol)的电平值之间的差值来检测相位差的方法。
在内插器1064后面提供的均衡电路1065用于对从内插器1064输出的信号执行波形均衡化处理，以使信号变成对应于期望的PR(部分响应)特性的响应信号。例如，期望的PR特性可以是(1，2，2，2，1)。
在均衡电路1065后面提供的判定反馈型维特比解码器1066使用最大相似性解码方法(也称之为维特比解码方法)对从均衡电路1065输出的信号执行解码处理，由此输出二进制数据。即，在该示例中，均衡电路1065和判定反馈型维特比解码器1066使用PRML(部分响应最大相似性)执行信号处理，PRML是部分响应(PR)方法和最大相似性(ML)方法的一种结合。
返回图35，驱动控制电路1026根据来自再现信号处理电路1028的伺服信号产生用于驱动光拾取装置1023的驱动系统1234的驱动信号，以校正物镜1232-1的位置偏差。因此，跟踪控制和聚焦控制是根据驱动信号而定的。驱动控制电路1026还根据来自CPU 1040的指令产生用于驱动寻道电动机1021的驱动信号和驱动主轴电动机1022的驱动信号。驱动控制电路1026输出相应的驱动信号给寻道电动机1021和主轴电动机1022。
缓冲RAM 1034用于暂时存储，例如，从光盘1015再现的数据(再现数据)。数据到缓冲RAM 1034的输入或数据从缓冲RAM 1034的输出由缓冲管理器1037管理。
激光控制电路1024用于控制光拾取装置1023中光源1231的照射功率。
接口1038是用于与上级装置1090(例如，个人电脑)执行双向通信的接口。接口1038包括这些标准接口，如ATAPI(AT附加分组接口)、SCSI(小型计算机系统接口)、和USB(通用串行总线)。
闪存1039用于存储，例如，以CPU 1040可读代码编写的各种程序、有关光盘拾取装置1023光源1231的光发射特性的数据(光源特性数据)、和有关均衡系数的数据(均衡系数数据)。
CPU 1040用于根据存储在闪存1039中的程序控制上述每个装置、电路和部件的操作(处理)，并用于将各种数据(例如，用于执行控制的数据)存储在RAM 1041和缓冲RAM 1034中。
<判定反馈型维特比解码器的详细描述>
接下来，详细地描述判定反馈型维特比解码器1066。在本示例中，在判定反馈型维特比解码器1066的PR等级是PR(1，2，2，2，1)和最小反向间隔(reverse interval)是2T的情况下描述判定反馈型维特比解码器1066。但是，判定反馈型维特比解码器1066的PR等级并不局限于PR(1，2，2，2，1)。例如，判定反馈型维特比解码器1066的PR等级可以是PR(1，2，2，1)或PR(1，1)。虽然下述的判定反馈型维特比解码器1066的临时判定是通过使用3比特位阵列执行的，但是位阵列并不局限于3比特。例如，可以使用大于3比特的位阵列。
在描述根据本发明一个实施例的判定反馈型维特比解码器1066前，先描述普通的维特比解码器。图38是普通维特比解码器1066’的典型结构的方框图。如图38所示，该维特比解码器1066’包括分支度量计算器1070、ACS(相加-比较-选择)运算器1071、路径存储器1072、输出选择器1073和路径度量存储器1074。而且，由于维特比解码器1066’的PR等级是(PR 1，2，2，1)，因此维特比解码器1066’的状态变换图如图39所示，该图示出10种状态(情形)S0000-S1111，它们用4比特的比特串和对应于每个状态S0000-S1111的16个分支B(n)(n＝1，2，...，16)表示。在这些状态S0000-S1111之间的状态变换可以用图40所示的网格图表示。
分支度量计算器1070用于计算从每个状态当前时间(图40中的时间t-1)开始到每个状态的预计时间t的分支的目标值和输入信号(分支度量BMt)之间的欧几里得距离。更具体地说，每个分支B(n)的目标值用PR等级和对应于每个分支的比特串进行定义。而且，每个分支B(n)的分支度量用下面的公式表示。
BMt(n)＝(PP(n)×PR-RF)2；这里“n”是1到16的整数，“PR”是矩阵[12221]T，和“RF”是RF信号的值，该信号的波形被均衡为具有预定PR特性的输入信号。而且，“PP(n)是对应于每个分支B(n)的5比特的比特串。即，PP(n)是通过在图39中所示相应分支B(n)的4比特的比特串(变换前的状态)开始处增加一个比特而形成的5比特的比特串。例如，对应于图39的分支B(5)的比特串PP(5)是
，对应于图39的分支B(6)的比特串PP(6)是
。分支度量计算器1070根据上述公式(1)计算16个分支度量BMt(n)。应该注意公式(1)中“×”表示矩阵的相乘。
返回图38，ACS(相加-比较-选择)运算器1071用于通过从路径度量存储器1074中读取时间t-1的、对应于每个状态S0000-S1111的路径度量PMt-1(0000)-PMt-1(1111)，并将读出的路径度量加到分支度量计算器1070计算出(从时间t-1到时间t)的相应分支度量BMt(n)中以获取累加值PM’(n)。例如，路径度量PMt-1(0011)加到分支度量BMt(5)或分支度量BMt(4)中，路径度量PMt-1(1110)加到分支度量BMt(9)中。换句话说，变换原点的每个状态的路径度量PMt-1加到对应于表示变换的分支B(n)的分支度量BM(n)中。
在图40所示的网格图的时间t有两种连接到每个状态S0000-S1111的路径的情况下，ACS运算器1071比较对应于该两种路径的路径度量以能确定哪个是时间t过程中状态的生存路径。ACS运算器1071确定对应于较小路径度量的路径是生存路径。在时间t过程中只有连接到每个状态S0000-S1111的单个路径的情况下，该路径就被无条件地确定为时间t状态的生存路径。该确定结果存储在路径存储器1072中。因此，通过将ACS运算器1071的确定结果连续地记录在路径存储器1072中，过去的生存路径作为历史数据存储(储备)在路径存储器1072中。ACS运算器1071，并行于确定过程，获得对应于生存路径的累加值PM’(n)，并通过将获得的累加值设置为时间t的新路径度量值更新路径度量存储器1074中的路径度量PM(0000)-PM(1111)的值。
图41是根据本发明一个实施例的路径存储器1072的方框图。路径存储器1072配置有预定数量的移位寄存器。在路径存储器1072中提供的移位寄存器的数量等于根据PR等级确定的状态的数量。在本示例中，由于PR等级是PR(1，2，2，2，1)，因此路径存储器单元900-9016配备有10个移位寄存器。每个路径存储器单元900-9016的移位寄存器存储ACS运算器1071的确定结果，且每个时间(t)向下一个路径存储器单元进行一个移位。在此过程中，根据从ACS运算器1071输出的估计结果复制对应于所选择的生存路径的一个时间(t)之前的状态的估计结果。因此，在随后的路径存储器单元中，其余生存路径的数量变得较小些，这是因为路径选择是通过ACS运算器1071实现的。因此，保存在最后路径存储器单元9016的移位寄存器中的估计结果基本上是相同的结果。即，完成了路径合并。
返回图38，输出选择器1073用于选择对应于具有最小值的路径度量的生存路径，即，被认为是来自路径度量存储器1074中的最可靠的生存路径。然后，输出选择器1073从路径存储器1072的最后路径存储器单元9016的输出中获得对应于所选择的路径的值，并将该获得的值作为二进制数据(判定数据)输出。应该注意在路径存储器1072中路径存储器单元的数量充足和RF信号的质量令人满意的情况下，输出选择器1073可以省略，这是因为保持在最后路径存储器单元的移位寄存器中的结果在绝大多数情况下是与即将输出的结果是相同的。
接下来，描述根据本发明一个实施例的判定反馈型维特比解码器1066。图42是示出判定反馈型维特比解码器1066的典型结构的方框图。与上述标准维特比解码器66’相比，判定反馈型解码器1066使用具有补偿功能的分支度量计算器1077来代替分支度量计算器1070、并使用具有临时判定功能的路径存储器1076来代替路径存储器1072。而且，判定反馈型维特比解码器1066还包括组合模式补偿存储器1075。
下面，主要通过解释相对于上述普通维特比解码器66’的差异来描述判定反馈型维特比解码器1066。
图43是根据本发明一个实施例的判定反馈型维特比解码器1066的具有临时判定功能的路径存储器1076的方框图。具有临时判定功能的路径存储器1076根据路径存储器单元900-9016的内容将对应于每个状态的临时判定结果输出给组合模式补偿存储器1075。临时判定结果包括紧接着经过最大相似性估计处理的比特之后的比特的数据。因此，这样的比特数据可用作用于在最大相似性估计处理中确定随后比特的数据，由此能够对记录介质上的较大范围(长比特长度)进行非线性补偿。
接下来，参考图44描述根据本发明一个实施例的获得临时判定结果的方法。图44是描述根据本发明一个实施例的获得临时判定结果的方法的示意图。在图44中，对应于时间t-1至时间t-4的状态(情况)是在最大相似性估计处理中的状态变换部分。而且，对应于时间t-5至时间t-9的状态(情况)是临时判定结果部分。图15示出对应于每个生存路径的单个临时判定比特串能够通过从时间t-1的每个状态向后跟踪生存路径(图中用黑色粗箭头表示)进行确定的。即，能唯一地确定沿着从时间t-1的状态S0000-S1111到时间t-9(即完成路径合并时的时间)的状态S0000的生存路径跟踪的路线。因此，能确定从时间t-1的状态S0000-S1111到时间t-5的状态S0000-S1111的临时判定比特。然后，参考图43和图44，具有临时判定功能的路径存储器1076将对应于时间t-5到时间t-7的状态S0000-S1111的3比特的比特串B(0000)-B(1111)作为临时判定比特串输出给组合模式补偿存储器1075。
图45是示出根据本发明一个实施例的组合模式补偿存储器1075的方框图。该组合模式补偿存储器1075包括对应于每个分支B(n)的16个B(N)/补偿值存储存储器511-5116。来自具有临时判定功能的路径存储器1076的临时判定比特串B(0000)-B(1111)输入给相应的B(N)/补偿值存储存储器511-5116。然后，对应于输入的临时判定比特串B(0000)-B(1111)的补偿值CV(n)从B(N)/补偿值存储存储器511-5116中输出。作为一个示例，图46A示出表示临时判定比特串B(0000)和存储在B(1)/补偿存储存储器511中的补偿值CV(1)之间的相应关系的表格。图46B示出表示临时判定比特串B(0110)和存储在B(6)/补偿存储存储器516中的补偿值CV(6)之间的相应关系的表格。图46C示出表示临时判定比特串B(1100)和存储在B(12)/补偿存储存储器5112中的补偿值CV(12)之间的相应关系的表格。在利用图44所示的网格图判定(确定)生存路径的情况下，输入给B(1)/补偿值存储存储器511的比特串(0000)是(110)。因此，根据图46A所示的表格，将0.11判定(确定)为的B(1)/补偿值存储存储器511的补偿值CV(1)。同样，输入给B(6)/补偿值存储存储器516的比特串(0110)是(000)。因此，根据图46B所示的表格，将-0.11判定(确定)为B(6)/补偿值存储存储器516的补偿值CV(6)。同样，输入给B(12)/补偿值存储存储器5112的比特串(1100)是(111)。因此，根据图46C所示的表格，将-0.08判定(确定)为B(12)/补偿值存储存储器5112的补偿值CV(12)。因此，判定的补偿值CV(1)、CV(6)和CV(12)输出给具有补偿功能的分支度量计算器1077。
返回图42，具有补偿功能的分支度量计算器1077通过将从组合模式补偿存储器1075输出的每个分支B(n)的补偿值CN(n)与具有根据PR等级确定的比特长度的线性码间干扰预测值相加来获得目标值，并且计算(分支度量)，例如，目标值和波形均衡化RF信号(输入信号)的值之间的欧几里得距离。下述的公式(2)是被具有补偿功能的分支度量计算器1077使用的分支度量公式。具有补偿功能的分支度量计算器1077使用公式(2)以获得每个分支度量BMt(n)。公式(2)与上述公式(1)的不同点在于在公式(2)中包含了对应于每个分支B(n)的补偿值CV(n)的项。
BMt(n)＝(PP(n)×PR+CV(n)-RF)2...(2)在使用公式(2)完成每个分支度量BMt(n)的计算时，判定反馈型维特比解码器1066以与标准维特比解码器1066’描述的相同方式产生二进制信号。
对于根据本发明实施例的上述光盘装置1020来说，对应于每个分支B(N)的分支度量BM(n)能够通过获得目标值并且计算，例如，所获得的目标值和从均衡电路1065输入的波形均衡化RF信号的值之间的欧几里得距离，其中通过将从组合模式补偿存储器1075输出的每个分支B(n)的补偿值CN(n)与具有根据PR等级确定的比特长度的线性码间干扰预测值相加而获得所述目标值。因此，在最大相似性估计处理中能够补偿包含在RF信号中的非线性分量。结果是，能够实现记录在光盘1015中的数据的精确再现，该光盘1015具有小于衍射极限的记录斑点。
而且，由于本发明实施例中的PR等级是PR(1，2，2，2，1)，因此与考虑了根据对应于每个分支B(n)的3比特的比特阵列B(0000)-B(1111)确定的补偿值CV(n)的分支度量BM(n)的计算实质上等于8比特的非线性补偿比特数。因此，实质上通过具有等效于8比特的电路的解码器获得的相同解码性能能够使用具有等效于5比特(不包括3比特的临时判定比特阵列)的电路的解码器实现。这样就减少了光盘装置1020的制造成本。
图47A是示出根据本发明一个实施例的从ADC 1062输出的信号的眼图的视图。图47B是示出根据本发明一个实施例的从非对称FIR滤波器1063输出的信号的眼图的视图。图48A是示出在没有判定反馈比特的情况下(即，在非线性校正比特长度是5比特时)，从具有补偿信号输出的判定反馈型非线性维特比解码器1069(下面详细描述)输出的信号的眼图的视图。图48B是示出在判定反馈比特是3比特的情况下(即，在非线性校正比特长度是8比特时)，从具有补偿信号输出的判定反馈型非线性维特比解码器1069输出的信号的眼图的视图。在图47A所示的眼图中，眼睛完全没有睁开。在图47B所示的眼图中，虽然眼睛略微睁开，但是睁开远不够充分。此外，在图47B的眼图中，非对称性比较大。在图48A所示的眼图中，虽然眼睛略微睁开，但是睁开不够充分。但是，非对称性在图48A所示的眼图中被消除。在图48B所示的眼图中，眼睛完全睁开。图48B的眼图表示实现了充分的非线性补偿。如上所述，在从光盘1015再现数据时，希望大范围的非线性补偿。从电路规模方面来说，实现这样大范围的非线性补偿的最佳方法是判定反馈。虽然一种使用非线性滤波器，如Volterra滤波器来消除非线性码间干扰的方法可以有效地减小关于超分辨率光盘的比特误差率，但是从电路规模方面来说使用根据本发明一个实施例的判定反馈方法更合适。
图49是用于比较本发明一个示例和比较示例之间的性能(效果)的示意图。在比特误差率极限是1×10-4的情况下，专利文献1-4的比较示例呈现了相当小的数据容量增加效果，大约为1％。虽然专利文献6的比较示例呈现的数据容量增加大约为4％，这样的数据容量增加是不够的。与此同时，本发明的示例呈现170nm或更短的缩短的最小斑点长度，并且数据容量增加效果为1.45倍或更大(45％或更大)。
下述的[表格1]是示出判定反馈比特数和最小记录斑点长度大约为162nm时的比特误差率(BER)之间的关系的表格。根据表格1，在不进行非线性补偿的情况下，比特误差率是2.01×10-2。在没有临时判定比特时进行非线性补偿的情况下，比特误差率就大约为一半(4.44×10-3)。而且，在利用根据本发明一个实施例的上述判定反馈方法获得临时判定比特的情况下，比特误差率是2.67×10-4，由此显示判定反馈方法能够减小比特误差率的1个数字位或更多数字位。而且，考虑到在非线性补偿长度是8比特、9比特和10比特时获得具有相同数量数字位的比特误差率，表格1示出8比特是充分的非线性补偿长度。
表格1


图50是示出在最小记录斑点长度大约为162nm的情况下非线性校正比特数和比特误差率之间的关系的曲线图。图50表示在非线性校正比特数介于7比特和8比特之间时比特误差率的明显改善。因此，图50表示希望至少8比特作为非线性校正比特数。在非线性校正比特数是8比特或更多的情况下，该比特误差率是一个可用于实践使用(1×10-4)的值，因此表示对应于8比特或更多的比特组合模式的补偿值是足够的。
应该注意根据本发明一个实施例的判定反馈型维特比解码器1066可使用通过计算判定反馈型维特比解码器1066的过去确定结果而获得的线性码间干扰估计值和通过相对于实际信号的误差值计算的时间平均而获得的平均值。图51是示出补偿值训练机构1030和判定反馈型维特比解码器1066的方框图。
根据本发明一个实施例的补偿值训练机构1030包括，例如，补偿值计算器1009；延迟器1012，用于将输入信号延迟等效于判定反馈型维特比解码器1066的解码时间的一段时间；和PR码间干扰发生器1010，用于将码间干扰(对应于PR等级)应用于从判定反馈型维特比解码器1066输出的二进制信号上。在根据本发明实施例的补偿值训练机构1030中，从判定反馈型维特比解码器1066输出的二进制信号和通过从经过延迟器12的、从均衡电路1065输出的信号中减去经过PR码间干扰发生器1010的、从判定反馈型维特比解码器1066输出的二进制信号而获得的误差值(输入信号的非线性分量)输入给补偿值计算器1009。然后，基于经过PR码间干扰发生器1010而从判定反馈型维特比解码器1066获得的二进制信号，补偿值计算器1009从组合模式补偿存储器1075中读出对应于二进制数据串的比特组合模式的补偿值，并获得输入误差值和读出补偿值之间的差值。然后，补偿值计算器1009将所获得的差值乘以预定的常数，并将相乘后的值加到补偿值中，由此重写组合模式补偿存储器1075的值。通过使用补偿训练机构1030重复上述过程，就能够获得最佳的补偿值。应该注意在重写补偿值的周期较短(例如，每隔1个时钟)的情况下，即，在补偿值重写频率(补偿值重写周期的倒数)较长的情况下，关于PLL 1067中用于获得再现时钟的反馈环路可能出现干扰。因此，从获得再现稳定性方面来说，希望补偿值重写频率不大于PLL 1067中反馈环路的开环交叉频率(cross-over frequency)。
而且，在从开始再现以高密度记录的数据的情况下，用于执行非线性校正的合适补偿数据或FIR滤波器1063的合适波形均衡系数在开始时可能是不知道的。在此情况下，PLL 1067可能不能从RF信号中提取再现时钟。因此，就不能再现记录的数据。为了防止这种情形发生，可以执行图56所示的训练操作(学习操作)，其中从低记录密度到高记录密度逐步学习和更新补偿值和波形均衡系数。首先，学习低记录密度的补偿值和波形均衡系数。然后，再现较高记录密度的数据以进一步学习补偿值和更新波形均衡系数。结果是，PLL 1067将能够提取甚至高密度记录数据的再现时钟。因此，能够精确地再现数据。更具体地说，在图27所示的训练操作中，选择足以使得PLL 1067锁定的低记录密度(步骤S102)。然后，再现专用于训练(学习)的比特组合模式(步骤S103)。然后，执行用于补偿非线性分量的值和FIR滤波器均衡系数的训练，换句话说，学习和更新补偿值和波形均衡系数(步骤S104)。然后，确定当前的记录密度是否是执行实际数据记录的记录密度(步骤S105)。在当前的记录密度不能足以执行数据记录的情况下(步骤S105中的否)，就增大该记录密度(步骤S106)。在利用当前的记录密度能够满意地执行数据记录情况下(步骤S105中的是)，就完成训练操作(步骤S107)。
根据本发明实施例的超分辨率光盘1015可以由补偿值训练区域形成，该补偿值训练区域包括TOC(内容表格)数据或预定的比特组合模式数据(记录在光盘1015的预定部分上)。例如，通过再现记录在光盘1015的补偿值训练区域中的比特组合模式数据，可以使用该比特组合模式数据获得补偿值，以作为使用判定反馈型维特比解码器1066输出的另一种选择。可以在位于如图52A所示的光盘1015的记录区域1002的内边缘部分的TOC区域1001中提供补偿值训练区域。另可选择地，补偿值训练区域可以周期性地排列在记录区域1002中，如图52B的黑点1003所示。因此，在不受到从判定反馈型维特比解码器1066输出的误差比特影响的情况下，可以连续地进行补偿值的训练(学习)。而且，可以通过在制造过程中预先将预定的比特组合模式记录在ROM中、或者通过使用预先记录在可重写型或只写一次型光盘中的比特组合模式来提供训练区域。而且，可以预先准备未被记录的训练区域，并使预定的比特组合模式记录在未被记录的训练区域中。而且，在准备该训练区域时，可预先准备多个训练区域，从而通过使用上述学习操作可以学习对应于多个记录密度的多个补偿值。因此，即使在再现以高密度记录的数据时，PLL 1067能够以改进的稳定性进行操作，并能够精确地再现高密度记录的数据。例如，图57所示的光盘1015可具有第一TOC(内容表格)区域1001中的以低密度记录的的训练数据区域和第二TOC区域1002中的以高密度记录的另一个训练数据区域。
而且，光盘1015可具有预先记录到其上的合适补偿值(即，适合于光盘1015的补偿值)以允许在利用光盘装置1020再现光盘1015时读出该合适的补偿值。例如，在光盘1015的摆动数据、TOC数据、或与补偿值相关的数据(下文也称之为“预备补偿值数据”)预先记录在光盘1015中的情况下，CPU 1040可以读出光盘1015的预备补偿值数据(preparatory compensationvalue data)，并将预备补偿值数据存储在RAM 1041中。因此，可以基于预备补偿值数据和其它再现条件来设置组合模式补偿存储器1075的值。
由于RF信号的非对称性能取决于精细孔径区域(HA)/精细掩模区域(MA)形状的变化和根据不同的再现条件(例如，超分辨率层的结构、记录密度、再现功率、再现过程中的线速度、光源的波形)超分辨率层温度排列的变化而不同，因此希望具有一个或多个应用最佳预备补偿值的参数。例如，通过准备不同的预备补偿值数据(在本示例中，预备补偿值数据对应于4×速度再现)，即使在用户需求16×速度再现时，通过使用预备补偿值数据，也能够估计补偿值。
而且，根据判定反馈型维特比解码器1066的过去确定结果计算的线性码间干扰估计值和此时的实际信号的误差值呈现出每个比特组合模式的可能性排列。因此，可以将变量值VV(n)与补偿值一起记录在B(n)/补偿值存储存储器511-5116中，使得可以使用下面的公式(3)来计算分支度量BM(n)。应该注意“k”是从1到4的常数。利用该计算方法，考虑变量值可以进行最大相似性估计。因此，能够进一步改善比特误差的控制。
公式3BMt(n)＝(PP(n)×PR+CV(n)-RF)2/(VV(n))k...(3)在该计算方法中，将变量值VV(n)预先与补偿值CV(n)一起记录在B(n)/补偿值存储存储器511-5116中。然后，以与输出相应补偿值CV(n)相同的方式，根据来自具有临时判定功能的路径存储器1076的临时判定结果(即，比特串B(0000)-B(1111))，将相应变量值VV(n)输出给具有补偿功能的分支度量计算器1077。然后，具有补偿功能的分支度量计算器1077使用上述公式(3)计算分支度量BM。图53示出具有被加到B(6)/补偿值存储存储器516的项“变量值VV(6)”的表格。作为变量值的另一种选择，可以记录偏差值。
而且，虽然相关领域的案例(日本特许公开的专利申请No.2005-223584)示出了一种相似的计算方法，但是判定反馈型维特比解码器1066呈现了在减小由于下面的原因所引起的比特误差率方面的重大改进。
在非线性补偿比特长度较短的情况下，根据中心极限定理(central limittheorem)，将比特组合模式的等效误差值的可能性排列相加到一起以接近于标准排列。但是，利用根据本发明实施例的判定反馈型维特比解码器1066，能够获得每个比特组合模式的唯一可能性排列，并且通过增加补偿比特长度出现变量值的显著差异。因此，能够获得高比特误差率减小效果。虽然考虑到例如在仅使用专利文献6所示的、不需要长比特长度的非线性补偿的判定反馈型非线性维特比解码器的情况下，变量值几乎没有效果，但是在超分辨率光盘用作光盘时也能够获得显著的效果。下面描述的表格2示出在考虑/不考虑变量值时的比特误差率(BER)减小效果。如表格2所示，在非线性校正比特长度较短的情况下，比特误差率减小效果比较小(大约为10％)。但是，通过增加非线性校正比特长度，比特误差率能被削减为一半或更小。
表格2



图54是示出根据本发明一个实施例的非线性分量校正信号输出机构1031和判定反馈型维特比解码器1066的方框图。虽然非线性分量包含在输入给判定反馈型维特比解码器1066的信号中，但是通过利用存储在组合模式补偿存储器1075中的值来补偿非线性分量可以从输入信号中去除该非线性分量。在非线性分量校正信号输出机构1031中，非线性分量补偿器(非线性分量分离器)9从组合模式补偿存储器1075中读出对应于二进制数据串的组合模式的补偿值，并从来自延迟器1012的输出的延迟信号(延迟等效于判定反馈型维特比解码器1066的解码时间的时间段)中减去补偿值，由此输出补偿了非线性分量的再现信号。
图65是示出根据本发明一个实施例的非线性分量校正信号输出机构1031修改示例的方框图。在本示例中，与输出选择器1073具有相同功能的输出选择器1013b从路径度量存储器1074中选择对应于具有最少(最小)路径度量值的路径(即，最可靠相似性的路径)的单个生存路径。但是，输出选择器1013b与输出选择器1073之间的不同在于，输出选择器1073输出来自路径存储器1076的最后路径存储器单元(例如，图43中的路径存储器单元9016)的确定值。因此，如图65示出的连接所示，从输出选择器1013b输出的二进制值(临时确定值)是与根据路径存储器1076的临时确定输出所选择的路径(例如，路径存储器单元904)相对应的值。虽然输出选择器1073的确定结果与输出选择器1013b的确定结果相比可能更令人满意，但是通过使用输出选择器1013b，在解码器中输出确定结果的等待时间可能更短。由此，能够缩短PLL环中的延迟时间。结果是，PLL 1067的性能就变得稳定了。
参考图55，通过将补偿后的再现信号输出给PLL 1067(用于从再现信号中提取再现时钟)，PLL 1067能够稳定地提取再现时钟。因此，能够减少比特误差。此外，可以监视到眼图或再现信号的跳动，从而可以将监视结果用作估计再现信号质量的指标(index)。
接下来，进一步详细地描述根据本发明一个实施例的PLL 1067。图58是详细地示出PLL 1067的结构的方框图。在PLL 1067中，输入信号被限幅器1113用合适的信号电平二进制化。然后，二进制化的信号输出给边缘检测器/相位比较器1112。在边缘检测器/相位比较器1112中，可获得来自VCO(压控振荡器)的基准频率信号和来自限幅器的输出信号的上升和下降的相位差。用于确定PLL 1067的环路的时间常数的环路滤波器1111包括，例如，LPF(低通滤波器)或超前(lead)/滞后(lag)滤波器。因此，再现时钟从具有这种结构的PLL 1067中提取。
由于本示例中的PLL 1067使用限幅器和边缘检测相位比较器，所以PLL1067在高密度记录数据的再现过程中或者在最小斑点的CN比率较小时的超分辨率再现过程中往往是不稳定的。这样就导致比特误差的提高。
因此，在本示例中，图60所示的互相关PLL(时钟提取电路)1067b可用作解决该问题的PLL 1067的另一种选择。此外，图55所示的解码器1028e的结构也改变为图59所示的结构。
由于PR码间干扰发生器1067a具有与图51所示的PR码间干扰发生器1010相同的功能，因此，PR码间干扰发生器1010的输出可用作PR码间干扰发生器1010的另一种选择。虽然用于PR码间干扰发生器1067b的PR等级优选为接近于用于均衡电路1065的PR等级，例如，PR(1)的PR等级可用于简化PR码间干扰发生器1067b的结构。即，即使在PR码间干扰发生器1067b具有允许原来的二进制数据(未处理的二进制数据)通过的结构的情况下，PR码间干扰发生器1067b也能够充分地操作。由于在后面使用互相关计算器，因此信号的DC(直流)分量将被去除，即，在PR(1)用作PR等级的情况下，1或0的二进制信号被处理为1或-1。
接下来，描述互相关PLL 1067b。互相关PLL 1067b包括互相关相位比较器1114，用于在PR码间干扰发生器1067a的输出和内插器1064、均衡电路1065、或具有补偿信号输出的判定反馈型非线性维特比解码器1069的输出之间执行相位比较。图63是示出根据本发明一个实施例的互相关相位比较器1114的方框图。从PR码间干扰发生器1067a输出的码元(下文也称之为“输入A”)输入给乘法器1101a并且经由将输入A延迟两个时钟(2T)的延迟器1100b输入给乘法器1101b。从内插器1064、均衡电路1065、或具有补偿信号输出的判定反馈型非线性维特比解码器1069输出的码元(下文称之为“输入B”)经由将输入B延迟一个时钟(1T)的延迟器1100a输入给乘法器1101b和乘法器1101a。即，分别计算延迟1T的输入A和输入B之间的乘积和延迟1T的输入A和延迟2T的输入B之间的乘积。然后，通过减法器1102获得所计算结果的差值。考虑到在互相关相位比较器1114的后面提供了低通滤波器(LPF)1111，低通滤波器1111用于获得延迟1T的输入A和输入B的互相关和延迟1T的输入A和延迟2T的输入B的互相关之间的差值。换句话说，互相关相位比较器1114和环路滤波器1111一起用作两个互相关计算电路。
接下来，参考图62描述获得互相关的计算公式。在图62所示的公式中，“x”表示输入A，“y”表示输入B，“t”表示时间，和“R”表示互相关值。而且，在该公式中，环路滤波器1111用作“∑”。在输入A和输入B之间没有相位差的情况下，互相关值成为最大值。但是，在将PLL设置为锁定以使互相关值是最大值的情况下，因为相位差和误差信号变为0，所以不能获得反馈环路。因此，要求允许识别误差量的符号(sign)的相位误差信号。通过使用如下特性，即互相关值是对称的且相位误差量0作为其中心，可以通过获得输入A和向正侧移动1T的输入B的互相关与输入A和向负侧移动1T的输入B的互相关之间的差值来执行相位比较。因此，能够获得所需的相位误差信号。在使用图62所示的公式时，可以将相位差信号表达为“R(1)-R(-1)＝相位差信号”。上述互相关相位比较器1114的操作如图63所示。
然后，在信号从环路滤波器1111输出后，VCO 1110就再现具有与相位误差量相对应的频率的信号，由此能够提取RF信号的再现时钟。
虽然来自内插器1064、均衡电路1065、或具有补偿信号输出的判定反馈型非线性维特比解码器1069的输出可以用作互相关PLL 1067b的输入，但是也可以对如下信号执行相位比较，即该信号为通过使用具有补偿信号输出的判定反馈型非线性维特比解码器1069已经去除了其非线性分量的信号。这使得PLL 1067b更加稳定地操作。
虽然未在图中输出，但是在互相关PLL 1067b的前面提供了延迟器，用于匹配PR码间干扰发生器1067a的输出和内插器1064、均衡电路1065、或具有补偿信号输出的判定反馈型非线性维特比解码器1069的输出的时间。
如上所述，在图59所示的解码器使用内插器1064来调节再现时钟计时的情况下，内插器1064、均衡电路1065、或具有补偿信号输出的判定反馈型非线性维特比解码器1069的输出可以用作PLL 1067b的上级输入(图59中虚线所示)。但是，考虑到PLL 1067b的上级输入可能位于再现时钟计时调节的后面和解码器的前面，所以PLL 1067b的上级输入可设置在任何地方，只要它位于ADC之后和解码器之前即可，例如，在解码器使用具有由PLL产生的再现时钟作为其再现时钟的ADC以调节再现时钟计时的情况下。
由于在本示例中解码器1069使用二进制化的确定结果，所以在该确定结果不正确(错误)时PLL 1067不能正确地操作。因此，用于校正RF信号的非线性分量的补偿值和均衡电路1065的波形均衡系数对减小解码器1069的误差率具有较大的影响。因此，在本示例中，从低记录密度到高记录密度逐步获得(学习)补偿值和波形均衡系数的上述训练方法、或者设置将重写频率的补偿值设置为不大于PLL 1067中反馈环路的开环交叉频率的值的方法，可用于提高再现的稳定性。
此外，在光盘1015具有记录了预定的比特组合模式的训练区域的情况下，预定的比特组合模式可用作互相关PLL 1067b的输入以作为维特比解码器1069的二进制化的确定结果的另一种选择，由此提高PLL 1067的稳定性。在此情况下，解码器1028e具有图64所示的结构。通过使用开关1067d，维特比解码器1069的输出和记录在光盘1015的训练区域中的预定的比特组合模式的输出。因此，由于用于校正非线性分量的补偿值和均衡电路1065的波形均衡系数可以通过再现光盘1015的训练区域而得知，因此PLL 1067的性能可以通过使用预先记录在训练区域中的预定的比特组合模式而得到稳定。所以，能够获得合适的补偿值和波形均衡系数。
而且，可以利用不同的等级来设置PR码间干扰发生器1010的PR等级和FIR滤波器1063的PR等级设置。例如，在将PR码间干扰发生器1010和FIR滤波器1063的PR等级设置为相同的PR等级(1，2，2，2，1)的情况下，将不会有2T的斑点载波(mark carrier)。这使得PLL 1067难于使用限幅器来提取再现时钟。但是，通过利用不同的PR等级来设置PR码间干扰发生器1010和FIR滤波器1063，例如，具有2T斑点载波的PR等级PR(0，1，2，1，0)和PR(1，1，2，1，1)，传输给PLL 1067的信号等效于PR(0，1，2，1，0)或PR(1，1，2，1，1)的信号。因此，PLL 1067能够正常进行操作。
PR的比特长度并不具体局限于ML的比特长度。例如，在ML具有5比特的比特长度的情况下，PR的比特长度可以是PR(1，2，3，4，4，3，2，1)，即，PR可以具有不小于ML的比特长度的比特长度(例如，8比特)。在此情况下，分支度量可通过使用下面的公式(4)进行计算。在公式(4)中，“n”表示1至16的整数，“PR”表示矩阵[12344]T，“RF”表示被波形均衡为PR特性的RF信号的值，“PP(n)”表示对应于每个分支B(n)的5比特的比特串，“CV(n)”表示对应于每个分支B(n)的补偿值。在该示例中，5个高阶比特(与ML比特长度相同的比特数)用作计算分支度量的PR特性。在此情况下，训练组合模式补偿值。因此，3个低阶比特用于产生具有组合模式补偿值的码间干扰。
公式4BMt(n)＝(PP(n)×PR+CV(n)-RF)2...(4)而且，PR特性数据的3个低阶比特可使用利用下面公式(5)计算出的临时判定结果。在公式(5)中，“n”表示1至16的整数，“PR”表示矩阵[12344321]T，“RF”表示被波形均衡为PR特性的RF信号的值，“PP(n)”的5个高阶比特表示对应于每个分支B(n)的5比特的比特串，“PP(n)”的3个低阶比特表示3比特的临时判定比特串，和“CV(n)”表示对应于每个分支B(n)的补偿值。
公式5BMt(n)＝(PP(n)×PR+CV(n)-RF)2...(5)因此，可以使用适用于超分辨率再现信号的较长PR等级，以进一步减小比特误差率。
虽然根据本发明上述实施例的光盘装置1020被描述为仅具有从光盘再现数据的功能，但是只要光盘装置1020具有从光盘再现数据的功能，也可以使用具有数据记录功能、数据擦除功能、和/或数据再现功能的其它光盘装置1020。
虽然根据本发明上述实施例的光拾取装置1023描述为具有单个光源1231，但是该光拾取装置1023也可以具有，例如，照射具有不同波长的激光束的多个光源。
部分3如上所述，使用部分响应方法通过有效地产生预定的线性波形干扰来防止均衡解码过程中信号特性的变差。近来，作为部分响应方法和ML(最大相似性)方法的结合的PRML(部分响应最大相似性)方法已经用于执行高精度信号处理。
而且，就具有5比特的PR特性的信号处理来说，存在一个具有部分响应特性的信号处理装置，该部分响应特性具有对称形状(下文也称之为“对称的PR特性”)，其中原点(0)是中心(例如，PR(a，a)、PR(a，b，a)、PR(a，b，b，a)、PR(a，b，c，b，a)、PR(a，b，b，b，a)、PR(a，a，b，a，a)(“a”、“b”、“c”分别是给定的实数))。但是，在执行上述超分辨率再现时，由于如下事实，即记录在超分辨率光盘上的数据是通过将不对称光束斑照射到光盘上读出的，因此在信号处理装置的PR特性和模拟再现信号的特性之间会产生不一致。
应该注意在n比特的PR特性的情况下，对称的PR特性表达为PR(PR1，PR2，PR3，...，PRn)。在对称的PR特性的“n”是偶数的情况下，满足下面[表达式1]的条件。在对称的PR特性的“n”是奇数的情况下，满足下面[表达式2]的条件。另一方面，具有原点(0)是中心的对称形状(下文也称之为“非对称PR特性”)的部分响应特性具有不满足下面[表达式1]和[表达式2]条件的特性。因此，通过使光盘装置1020，例如，将PR特性PR(1，1，4，4，1)应用于光盘1015上能够改进比特误差率。
PRn2-k=PRn2+1+k(k=0~n2)]]>[表达式2]PRn-12-k=PRn+12+1+k(k=0~n-32)]]>而且，应该注意在选择均衡电路的PR特性时，优选地，在波形均衡过程中每个比特的比特误差率(BER)是较低的值(即，BER值越低越好)。
而且，还应该注意根据本发明一个实施例的、适合于光盘2015的有关PR特性的数据(下文也称之为“PR特性数据”)可预先记录在光盘2015的预定区域中，以允许光盘装置20或1020在再现操作过程中读出并使用所记录的PR特性数据。
例如，在光盘2015具有包括光盘2015的摆动数据的区域或者光盘2015在光盘的内边缘部分具有包括PR特性数据的TOC(内容表格)区域的情况下(见图66A)，CPU 40(1040)可以从光盘2015中读出，例如，摆动数据或PR特性数据，并将读出的数据存储在RAM 41(1041)中。因此，在接收到来自上级装置90(1090)的再现请求命令的情况下，能够根据，例如，存储在RAM41(1041)中的PR特性数据和再现条件来设置PR特性。可选择地，记录了PR特性数据的区域可以周期性地排列在记录区2002中，如图66B中黑点2003所示。
由于RF信号的非对称性取决于精细孔径区域(HA)/精细掩模区域(MA)形状的变化和根据不同再现条件(例如，超分辨率层的结构、记录密度、再现功率、再现过程中的线速度，光源的波形)的超分辨率层的温度排列的变化而有所不同，因此希望具有一个或多个应用最佳PR特性的参数。
<有关PR特性的效果的描述>
图67A-67E是根据如下试验来描述每个比特的PR特性相对于比特误差率(BER)的曲线图，其中所述试验是通过相对于从超分辨率光盘输出的再现信号来随机改变5比特PR特性的PR特性而观察比特误差率(BER)的变化的试验。在本试验中，超分辨率光盘具有最小记录斑点长度为147nm的记录斑点。更具体地说，图67A-67E的每个曲线图中的PR特性显示了PR特性的要素值(factor value)之和的标准化结果。即，在PR特性表达为PR(a1，a2，a3，a4，a5)的情况下，图67A示出对应于第一比特的值a1/(a1+a2+a3+a4+a5)和比特误差率之间的相关性，图67B示出对应于第二比特的值a2/(a1+a2+a3+a4+a5)和比特误差率之间的相关性，图67C示出对应于第三比特的值a3/(a1+a2+a3+a4+a5)和比特误差率之间的相关性，图67D示出对应于第四比特的值a4/(a1+a2+a3+a4+a5)和比特误差率之间的相关性，图67E示出对应于第五比特的值a5/(a1+a2+a3+a4+a5)和比特误差率之间的相关性。应该注意，图67A-67E每个曲线图中所示的直线是通过每个观察点的一阶近似(frstorder approximation)而获得的。
如上所述，在选择均衡电路的PR特性时，优选地，波形均衡过程中每个比特的比特误差率(BER)是较低值(即，BER值越低越好)。下面的[表格3]示出在比特误差率(BER)较低时观察位于垂直轴附近的近似线(line)的值ai/(a1+a2+a3+a4+a5)(i＝1-5)的情况下的每个比特的值ai/(a1+a2+a3+a4+a5)。
例如，在比较第二比特和第四比特时，可以理解在值a2/(a1+a2+a3+a4+a5)和值a4/(a1+a2+a3+a4+a5)之间存在显著差异(大约为0.5)。这说明来自超分辨率光盘的再现信号对应于关于第二比特和第四比特的非对称PR特性。


下面的表格[4]示出在执行从超分辨率光盘超分辨率再现数据时呈现低比特误差率(BER)的两个对称PR特性的比特误差率的值和七个非对称PR特性的比特误差率的值。如表格[4]所示，对称PR特性PR(1，2，2，2，1)的比特误差率值大约为非对称PR特性PR(2，0，5，8，1)的比特误差率值的1/7。而且，其它非对称PR特性示出它们的比特误差率值也比对称PR特性的比特误差率值少一个数字位(digit)。这表明在对超分辨率光盘执行超分辨率再现的情况下，通过使用非对称PR特性对再现信号执行波形均衡，可以显著减小比特误差率。由于上述光盘装置20、1020使用非对称PR特性PR(1，1，4，4，1)来执行波形均衡，因此，与例如利用对称PR特性PR(1，2，2，2，1)来执行波形均衡的情况相比，能够显著地减小比特误差率。


应该注意虽然上述光盘装置20、1020使用PR特性PR(1，1，4，4，1)对再现信号执行波形均衡，但是也可以使用其它的PR特性。例如，PR特性可以是PR(3，0，8，1，1)、PR(2，0，5，1，0)、PR(2，0，8，3，1)、PR(1，0，5，2，1)、PR(2，0，5，5，1)、PR(2，0，8，4，1)、PR(2，0，4，6，0)、PR(2，0，5，8，1)、PR(1，0，2，4，0)、PR(2，0，4，5，0)和PR(3，1，8，1，1)中的任何一个。换句话说，可以使用不同的PR特性来对再现信号执行波形均衡，只要PR特性不满足上述[表达式3]和[表达式4]的条件即可。
因此，本发明的一个实施例提供一种能够精确地从具有记录斑点小于衍射极限的光盘上再现数据的数据再现装置。而且，本发明的另一个实施例提供一种光盘，它允许精确地从具有记录斑点小于衍射极限的光盘上再现数据。而且，本发明另一个实施例提供一种数据再现方法，该方法能够精确地从具有记录斑点小于衍射极限的光盘上再现数据。
而且，本发明并不局限于这些实施例，而是在不脱离本发明的保护范围的情况下可对其做出各种改变和修改。
权利要求
1.一种数据再现装置，用于通过使用PRML检测方法而从光盘再现所记录的数据，该数据再现装置的特征在于包括光学头，它包括光源，具有物镜的光学系统，该物镜用于将从所述光源发射出的光聚集到光盘上，和光电检测器，用于接收从光盘反射出的光；信号产生电路，用于根据从所述光电检测器输出的信号产生RF信号；相位校正电路，用于在被记录的数据记录在以小于衍射极限的节距排列的记录斑点上时校正RF信号的相位失真；时钟提取电路，用于从经过校正的RF信号中提取时钟；和解码电路，用于与由时钟提取电路提取的时钟同步地从RF信号解码所记录的数据。
2.如权利要求1所述的数据再现装置，其特征在于所述相位校正电路包括具有相对于所估计的相位失真相反的相位特性的相位补偿模拟滤波器。
3.如权利要求1所述的数据再现装置，其特征在于所述相位校正电路包括FIR滤波器和系数设置电路，该系数设置电路用于设置所述FIR滤波器的均衡系数。
4.如权利要求3所述的数据再现装置，其特征在于光盘具有记录在其中的均衡系数数据，其中，所述系数设置电路基于记录在光盘中的均衡系数数据、和基于记录密度、再现功率、再现过程中的线速度和光源波形中的至少一个来设置所述FIR滤波器的均衡系数。
5.如权利要求3所述的数据再现装置，其特征在于光盘具有记录在其中的均衡系数数据，其中，所述相位校正电路进一步包括计算电路，用于基于记录在光盘中的均衡系数数据，和基于记录密度、再现功率、再现过程中的线速度和光源波形中的至少一个来计算FIR滤波器的均衡系数，其中，所述系数设置电路将所计算的均衡系数设置为FIR滤波器的均衡系数。
6.如权利要求5所述的数据再现装置，其特征在于所述计算电路使用非对称均衡系数作为计算均衡系数的初始值，其中，非对称系数的中心是原点。
7.如权利要求3所述的数据再现装置，其特征在于FIR滤波器的均衡系数具有非对称形状，该非对称形状的中心为原点。
8.如权利要求7所述的数据再现装置，其特征在于进一步包括系数改变电路，用于改变所述FIR滤波器的均衡系数，使得在光盘的所记录的数据记录在以小于衍射极限的节距排列的记录斑点中的情况下该均衡系数具有对称形状，该对称形状的中心为原点。
9.如权利要求1所述的数据再现装置，其特征在于进一步包括开关电路，用于可切换地将RF信号输出给所述相位校正电路和所述解码电路，其中，在所记录的数据记录在以小于衍射极限的节距排列的记录斑点中时将RF信号输出给所述相位校正电路，其中，在所记录的数据记录在以不小于衍射极限的节距排列的记录斑点中时将RF信号输出给所述解码电路。
10.一种使用数据再现装置的数据再现方法，该数据再现装置通过使用PRML检测方法来从光盘上再现所记录的数据，该数据再现方法特征在于包括下列步骤a)将光束照射到光盘上；b)接收从光盘反射的光；c)根据所接收到的光产生RF信号；d)在被记录的数据记录在以小于衍射极限的节距排列的记录斑点上时校正RF信号的相位失真；e)从经过校正的RF信号中提取时钟；和f)与步骤e)中提取的时钟同步地从RF信号中解码所记录的数据。
11.一种光盘，其特征在于包括记录斑点区域，包括以小于衍射极限的节距排列的记录斑点；和第一数据区域，包括适于再现记录在记录斑点中的数据的均衡系数数据。
12.如权利要求11所述的光盘，其特征在于该均衡系数数据记录在与在其中记录了记录斑点的区域不同的区域中。
13.如权利要求12所述的光盘，其特征在于记录了均衡系数数据的区域是TOC数据区域。
14.如权利要求11所述的光盘，其特征在于均衡系数数据包括摆动数据。
15.如权利要求11所述的光盘，其特征在于进一步包括第二数据区域，其包括指示记录密度、再现功率、再现过程中的线速度和光源波形中的至少一个的数据。
16.一种数据再现装置，用于通过使用PRML方法来从光盘再现所记录的数据，光盘上所记录的数据记录在以小于衍射极限的节距排列的记录斑点中，该数据再现装置特征在于包括光学头，包括光源，具有物镜的光学系统，该物镜用于将从所述光源发射出的光聚集到光盘上，和光电检测器，用于接收从光盘反射出的光；信号产生电路，用于根据从所述光电检测器输出的信号产生RF信号；波形均衡器，用于将RF信号的波形均衡为具有PRML方法的预定部分响应特性的波形；组合模式补偿存储器，用于存储与记录斑点的比特组合模式相对应的多个补偿值；路径存储器，用于存储与根据PRML方法的多个状态相对应的过去确定结果；和分支度量计算器，用于通过使用依据存储在所述路径存储器中的过去确定结果的多个补偿值中的一个来计算均衡后的RF信号的相似性。
17.如权利要求16所述的数据再现装置，其特征在于存储在所述组合模式补偿存储器中的补偿值包括RF信号的比特组合模式的波形均衡误差量的平均值。
18.如权利要求17所述的数据再现装置，其特征在于存储在所述组合模式补偿存储器中的补偿值进一步包括RF信号的比特组合模式的波形均衡误差量的方差值。
19.如权利要求16所述的数据再现装置，其特征在于存储在所述组合模式补偿存储器中的补偿值对应于8比特或更多的比特组合模式。
20.如权利要求16所述的数据再现装置，其特征在于进一步包括时钟提取电路，用于提取再现时钟；其中，该时钟提取电路包括互相关计算电路，其用于比较从光盘读出的RF信号和通过使用PRML方法解码RF信号而获得的信号之间的相位。
21.如权利要求20所述的数据再现装置，其特征在于，所述时钟提取电路包括第一互相关计算电路，用于计算所读出的RF信号和通过将解码后的信号延迟一个周期而产生的第一延迟信号之间的互相关性，第二互相关计算电路，用于计算所读出的RF信号和通过将解码后的信号延迟两个周期而产生的第二延迟信号之间的互相关性，和减法器，用于获得所述第一互相关计算电路的输出和所述第二互相关计算电路的输出之间的差值，其中，第二延迟信号的两个周期比第一延迟信号的周期长。
22.如权利要求16所述的数据再现装置，其特征在于所述时钟提取电路被配置为用于通过使用记录在光盘中的预定比特组合模式来提取再现时钟。
23.如权利要求16所述的数据再现装置，其特征在于进一步包括延迟器，用于将RF信号延迟等效于使用PRML方法解码RF信号所需时间的一段时间；和非线性分量补偿器，用于基于所延迟的RF信号的值和存储在所述组合模式补偿存储器中的补偿值之间的差值而补偿RF信号的非线性分量。
24.如权利要求23所述的数据再现装置，其特征在于所述非线性分量补偿器包括输出选择器，用于通过使用与存储在所述路径存储器中的多个状态相对应的过去确定结果来执行临时确定。
25.如权利要求23所述的数据再现装置，其特征在于进一步包括时钟提取电路，用于从所述非线性分量补偿器输出的信号中提取再现时钟。
26.如权利要求16所述的数据再现装置，其特征在于光盘具有记录在其中的补偿值数据，其中，所述组合模式补偿存储器基于记录在光盘中的补偿值数据、和基于记录密度、再现功率、再现过程中的线速度和光源波形中的至少一个来设置补偿值。
27.如权利要求16所述的数据再现装置，其特征在于部分响应特性的比特长度比用于进行最大相似性估计的情况的比特长度长。
28.一种数据再现方法，用于使用PRML方法来再现数据，该数据再现方法特征在于包括下列步骤a)从光盘中读取RF信号，该光盘使数据记录在以小于衍射极限的节距排列的记录斑点中；b)将RF信号的波形均衡为具有PRML方法的预定部分响应特性的波形；c)计算与均衡后的RF信号的比特组合模式相对应的补偿值；和d)通过使用依据与根据PRML方法的多个状态相对应的过去确定结果的补偿值，来计算均衡后的RF信号的相似性。
29.如权利要求28所述的数据再现方法，其特征在于步骤c)包括获得RF信号的比特组合模式的波形均衡误差量的平均值的步骤。
30.如权利要求28所述的数据再现方法，其特征在于步骤c)进一步包括获得RF信号的比特组合模式的波形均衡误差量的方差值的步骤。
31.如权利要求28所述的数据再现方法，其特征在于进一步包括步骤提取再现时钟；其中，该再现时钟提取步骤包括比较从光盘读出的RF信号和通过使用PRML方法解码RF信号而获得的信号之间相位的步骤。
32.如权利要求31所述的数据再现方法，其特征在于，所述再现时钟提取步骤包括计算所读出的RF信号和通过将解码后的信号延迟一个周期而产生的第一延迟信号之间的第一互相关性，计算所读出的RF信号和通过将解码后的信号延迟两个周期而产生的第二延迟信号之间的第二互相关性，和获得所述第一互相关计算的输出和所述第二互相关计算的输出之间的差值，其中，所述第二延迟信号的两个周期比所述第一延迟信号的周期长。
33.如权利要求28所述的数据再现方法，其特征在于通过使用记录在光盘中的预定比特组合模式和从光盘中读出的RF信号来提取再现时钟。
34.如权利要求31所述的数据再现方法，其特征在于通过使用记录在光盘中的预定比特组合模式来提取再现时钟。
35.如权利要求28所述的数据再现方法，其特征在于，进一步包括下列步骤e)将RF信号延迟等效于使用PRML方法解码RF信号所需时间的一段时间；f)基于所延迟的RF信号的值和补偿值之间的差值来补偿RF信号的非线性分量；和g)从在步骤f)补偿的RF信号中提取再现时钟。
36.如权利要求35所述的数据再现方法，其特征在于，步骤f)包括输出选择步骤，用于通过使用对应于多个状态的过去确定结果来执行临时确定。
37.如权利要求28所述的数据再现方法，其特征在于部分响应特性的比特长度比用于进行最大相似性估计的情况的比特长度长。
38.一种用于权利要求16所述的数据再现装置的光盘，该光盘特征在于包括记录斑点区域，包括以小于衍射极限的节距排列的记录斑点；第一数据区域，包含第一数据，该第一数据指示记录密度、再现功率、线速度和光源波形中的至少一个；和第二数据区域，包含第二数据，该第二数据指示RF信号的比特组合模式的波形均衡误差量的平均值和RF信号的比特组合模式的波形均衡误差量的方差值中的至少一个。
39.一种用于权利要求16所述的数据再现装置的光盘，其特征在于包括训练数据区域，包括用于训练RF信号的比特组合模式的波形均衡误差量的平均值和RF信号的比特组合模式的波形均衡误差量的方差值中的至少一个的数据。
40.一种相对于光盘记录和再现数据的数据记录/再现装置，该数据记录/再现装置特征在于包括如权利要求16所述的数据再现装置；和用于利用以小于衍射极限的节距排列的记录斑点将数据记录到光盘上的数据记录装置。
全文摘要
公开了一种数据再现装置，该数据再现装置通过使用PRML检测方法来从光盘再现所记录的数据，该数据再现装置包括光学头，其包括光源、具有用于将从光源发射出的光聚集到光盘上的物镜的光学系统、和用于接收从光盘反射出的光的光电检测器；信号产生电路，用于根据从光电检测器输出的信号产生RF信号；相位校正电路，用于在被记录的数据记录在以小于衍射极限的节距排列的记录斑点中时校正RF信号的相位失真；时钟提取电路，用于从经过校正的RF信号中提取时钟；和解码电路，用于与由时钟提取电路提取的时钟同步地从RF信号解码所记录的数据。
文档编号G11B7/007GK101079273SQ200710109750
公开日2007年11月28日 申请日期2007年3月14日 优先权日2006年3月14日
发明者笠原亮介 申请人:株式会社理光