专利名称：再生信号处理装置的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及均衡由记录媒体再生的输入再生信号的波形，并根据该均衡的波形输出2值化信号的再生处理装置。
背景技术：
以往，从磁带、磁盘、光盘等记录媒体中所再生的信号的波形均衡技术，已广为人知(参阅专利文献1～3)。
尤其是在CD(compact dick)、DVD(digital versatile dick)等光盘再生信号处理装置中，随着记录媒体的种类、记录方式、再生速度等的不同，输入再生信号的特性也不同。所以需要多个波形均衡特性，而且必须适应广泛围的频带宽度。
专利文献特开平5-135313号公报专利文献特开平10-255214号公报专利文献特开2000-182330号公报现有技术的再生信号处理装置，未能达到考虑输入信号特性变化的波形均衡。
发明内容
本发明的目的，就是要提供能实现适应输入再生信号特性的最佳波形均衡特性的再生信号处理装置。
为了达到上述目的，本发明涉及的再生信号处理装置，鉴于在诸如CD的1倍速再生和2倍速再生中，输入再生信号的位速率存在着较大的差异，分别在模拟数字转换器的前级配置模拟滤波器，在该模拟数字转换器的后级配置波形均衡器。根据输入再生信号的位速率与模拟滤波器特性之间的关系，确定取样频率，并且根据输入再生信号的位速率与模拟滤波器特性之间的关系，改变波形均衡器的抽头数。
另外，鉴于在诸如由DVD再生的控制信号和数据信号中，输入再生信号的频带宽度中存在着高低差，所以根据输入再生信号的频带宽度的高低，改变波形均衡器的抽头系数。
采用本发明后，由于根据输入再生信号的位速率及频率特性，改变时钟频率、波形均衡器的抽头数及抽头系数，所以能实现适应输入再生信号特性的最佳波形均衡特性。
图1是表示本分明涉及的再生信号处理装置构成示例的方框图。
图2是表示图1中的时钟生成部的内部结构的方框图。
图3是表示图1中的波形均衡器的内部结构的方框图。
图4是表示图1中的控制部的内部结构的方框图。
图5是表示图1中的系数部的内部结构的方框图。
图6是表示图1中的输出部的内部结构的方框图。
图7是表示输入再生信号一个示例的波形图。
图8是表示与图7的控制信号及数据信号一一对应的波形均衡特性的图。
图9(a)～(c)是为了叙述图1中的第1时钟信号的频率决定方法而绘制的图。
图10是表示图4的控制部的动作示例的时序图。
图11是表示图3的波形均衡器的动作示例的时序图。
图12是表示图1中的系数学习部的内部结构的方框图。
图13是表示图1中的的系数运算部内部结构的方框图。
图14为了说明由图12中的系数学习部进行的波形均衡信号的特征值检测而绘制的波形图。
图15是表示根据评价信号，阶段性地变更图3的波形均衡器的增益特性的一个示例的图。
图16(a～(b))是表示图1中的模拟滤波器的特性变更的一个示例的图。
图中101-模拟滤波器；102-模拟数字转换器；103-波形均衡器；104-时钟生成部；105-维托毕译码器；106-波形评价部；110-D触发器(延迟元件)；111-多路转换器；112-乘法器；113-加法器；114-控制部；115-系数部；116-输出部；A、B、C-抽头系数；CLKA-第1时钟信号；CLKB-第2时钟信号；CTLC-第1控制信号；CTLD-第2控制信号；E-评价信号；F-特征信号；Fc1、Fc2-模拟滤波器的截止频率；Fca-模拟滤波器的截止频率；Fcd-波形均衡器的截止频率；Fcd1、Fcd2-波形均衡器的截止频率；Fi1、Fi2-输入信号带域(带宽)；Fs1、Fs2-ADC的取样频率；IN-输入再生信号；OUT-输出信号(2值化信号)；S1～S5-第1～第5选择信号；W-模拟再生信号；X-数字再生信号；Y-波形均衡信号。
具体实施例方式
下面，参阅附图，对本发明的实施方式做一阐述。此外，这里所示的实施方式，只不过是一个例子，并不限于该实施方式。
图1示出本发明涉及的再生信号处理装置的结构示例。在图1中，101是模拟滤波器，102是模拟数字转换器(ADC)，103是波形均衡器，104是时钟生成部，105是维托毕(Viterbi)译码器，106是波形评价部。
模拟滤波器101，是处理由CD、DVD等光盘再生的输入再生信号IN的滤波器，具有低通滤波特性。ADC102是将作为模拟滤波器101的输出的模拟再生信号W变换成数字再生信号X的倒相器。时钟生成部104，是以从数字再生信号X中抽出时钟信号，生成与该时钟信号同步的第1及第2时钟信号CLKA、CLKB为主要功能的。第1时钟信号CLKA，是决定ADC102取样频率的信号，不仅供给ADC102，而且还供给波形均衡器103。正如后文将要叙述的那样，ADC102的取样频率，根据由数字再生信号X获得的输入再生信号IN的位速率和模拟滤波器101特性之间的关系决定。第2时钟信号CLKB，是决定频率均衡器103的内部动作频率的信号。该第2时钟信号CLKB的频率，设定成与第1时钟信号CLKA的频率相同或其倍数。另外，时钟生成部104还具有生成旨在切换波形均衡器103的动作的第1及第2控制信号CTLC、CTLD的功能。第1控制信号CTLC，是为了指示改变波形均衡器103的抽头数而发出的信号。第2控制信号CTLD，是为了根据从数字再生信号X中获得的输入再生信号IN的频带的高低，指示改变波形均衡器103的抽头系数而发出的信号。波形等化器103，将数字再生信号X的波形均衡，将其结果作为波形均衡信号Y供给给维托毕译码器105。维托毕译码器105，根据最优译码从波形均衡信号Y中获得2值化信号，并将其输出。该2值化信号，是图1的再生信号处理装置的输出信号OUT。波形评价部106，将表示波形均衡信号Y的时钟抖动值、非对称度等的评价信号E提供给波形均衡器103，以便实现适当的波形均衡。
图1中的波形均衡器103，起FIR(finite impulse response)滤波器的作用。在改变ADC102的取样频率时，为了在改变前后得到同等的波形均衡特性，所以需要根据该取样频率的改变，改变波形均衡器103的抽头数。例如，假如将取样频率定作2倍，那么，当抽头数为奇数时，就定作从2倍后的数中减去1的数，当为偶数时，定作2倍后的数就行。就是说，在原来的抽头数是3时，就定为3×2-1＝5。在以下的叙述中，波形均衡器103的抽头数定为3或5。抽头数为3时，第2时钟信号CLKB的频率和第1时钟信号CLKA的频率相同，抽头数为5时，将第2时钟信号CLKB的频率设定成第1时钟信号CLKA的频率的2倍。
图2示出图1中的时钟生成部104的内部结构。在图2中，160是频率相位比较器，161是滤波器，162是VCO(voltage-controlledOscillator)，163是分频器，164、165是控制寄存器。第2时钟信号CLKB是分频器163的输入，第1时钟信号CLKA是该分频器163的输出。在该分频器163中的分频比，通过第1及第2控制信号CTLC、CTLD控制，与波形均衡器103的抽头数的改变而连动变化。第1及第2控制信号CTLC、CTLD，从控制寄存器164、165获得。掌管该再生信号处理装置的总控制的图中未示出的微处理机，也对这些控制寄存器164、165进行设定。此外，在图2中，从ADC102的输出——数字再生信号X中抽出第1及第2时钟信号CLKA、CLKB。但也可以将波形均衡器103的输出——波形均衡信号Y，作为时钟生成部104的输入。
图3示出图1中的波形均衡器103的内部结构。在图3中，110是将构成使数字再生信号X的传输延迟的多个延迟元件互相连接的6个D触发器，111是3个多路转换器，112是3个乘法器、113是1个加法器，114是控制部，115是系数部，116是输出部。虽然图中省略了，但各D触发器110与第1时钟信号CLKA同步地传输数字再生信号X，乘法器112及加法器113都与第2时钟信号CLKB同步地进行计算动作。控制部114，在乘法器112的数量比所需抽头数少时(所需抽头数是5时)，控制决定该波形均衡器103的抽头数的D触发器110的利用级数、和系数部115所确定的抽头系数A、B、C的供给，以便分时利用乘法器112及加法器113。此外在D触发器110的数量是乘法器112的数量的3倍以上时，只要提高第2时钟信号CLKB的频率，对乘法器112及加法器113进行3重以上的分时利用就行。
图3中的3个多路转换器111，将6个D触发器110的输出中的3个，作为抽头数据信号Xa、Xb、Xc加以选择。3个乘法器112对由多路转换器111选择的D触发器110的输出，即抽头数据信号Xa、Xb、Xc的每一个都分别乘以抽头系数A、B、C。一个加法器113则计算3个乘法器112的输出的总和，并将计算结果G供给输出部116。输出部116输入计算结果G后，进行限幅(圆滑)处理，并将处理结果作为波形均衡信号Y输出。控制部114，生成第1及第2选择信号S1、S2。分别将第1选择信号S1供给多路转换器111及输出部116，第2选择信号S2供给系数部115。系数部115将抽头系数A、B、C供给3个乘法器112的每一个。该系数部115，可以相应波形均衡信号Y、评价信号E中的至少某一个，适当更改抽头系数。
图4示出图3中的控制部114的内部结构。图4中的控制部114包括4个D触发器120、1个NOR门121、1个AND门122、1个EXOR(异或)门123、1个OR门124，将第1及第2时钟信号CLKA、CLKB，第1及第2控制信号CTLC、CTLD以及复位信号RESET作为输入，第1及第2选择信号S1、S2作为输出。
图5示出图3中的系数部115的内部结构。在图5中，130是3个输出侧多路转换器，131是旨在保存各个系数Aa、Ab、Ba、Bb、Ca、Cb的6个寄存器，132是系数学习部，133是3个输入侧多路转换器。输出侧多路转换器130，根据第2选择信号S2，在抽头数为3时，作为抽头系数A、B、C，选择1组系数(Aa、Ba、Ca)；在抽头数为5时，继选择1组系数(Aa、Ba、Ca)之后，选择其它组系数(Cb、Bb)。系数学习部132，具有可根据波形均衡信号Y或评价信号E适当更改抽头系数A、B、C的学习功能，在供给应写入寄存器131的更新系数的同时，还将用于进行选择的第3选择信号S3供给输入侧多路转换器133。
图6示出图3中的系数部115的内部结构。在图6中，140是加法器，141、143是第1及第2多路转换器，142、145是第1及第2D触发器，144是限幅部，146是倒相器，147是AND门，M是抽头系数为5时的积和结果。加法器140、第1多路转换器141及第1D触发器142，在抽头数为5时，构成累计由图3中的加法器113供给的加法结果G后，求出积和结果的累加器。因此，第1选择信号S1和第1控制信号CTLC的倒相信号的逻辑积信号，被给予第1多路转换器141，而第2时钟信号CLKB则被给予第1D触发器142。在抽头数为3时，可以直接利用由图3中的加法器113供给加法结果G。所以，第2多路转换器143，根据第1控制信号CTLC，选择加法结果G或积和结果M中的某一个。限幅部114，对第2多路转换器143的输出进行限幅(圆滑)处理。第2D触发器145，与第1时钟信号CLKA同步，获得限幅部114的输出，将它作为波形均衡信号Y输出。
图7示出DVD再生的输入再生信号IN的一个例子。图示信号的前半部分，例如是控制用，频域较低。而后半的数据信号部分频域较高。当这种频域不同的波形被依次输入时，不改变波形均衡器103的抽头数，通过第2控制信号CTLD切换抽头系数A、B、C。就是说，在图3中，只切换第2选择信号S2，第1选择信号S1则原封不动。
图8示出与图7中的控制信号及数据信号一一对应的波形均衡特性。为使说明简单，本文讲述在任何时候都用低通滤波特性均衡波形的情况。Fcd1是与控制信号对应的截止频率，Fcd2是与数据信号对应的截止频率(Fcd1＜Fcd2)。这样，根据输入再生信号IN的频域的高低，通过第2控制信号CTKD，改变抽头系数A、B、C，从而切换波形均衡器103的截止频率。
图9(a)、图9(b)及图9(c)，是与模拟滤波器101的特性重迭在一起，表示ADC102的量化噪声频谱强度分布。我们利用这些图，讲述第1时钟信号CLKA的频率决定方法。
图9(a)是表示CD的2倍速再生时的情况。Fs1是ADC102的取样频率，Fca是滤波器101的截止频率，Fcd是波形均衡器103的截止频率。在这里，设Fca＝Fcd。如图所示，ADC102的量化噪声在从直流起，到乃奎斯特频率(取样频率Fs1的一半)为止的范围内，基本上均匀分布。
图9(b)是表示CD的1倍速再生时的情况。就是说，输入再生信号IN的位速率是2倍速再生时的一半。Fs2是ADC102的取样频率，是图9(a)中的Fs1的一半。Fca视为不变，Fcd是Fca的一半。所以，将模拟滤波器101和波形均衡器103组合在一起的带域，成为图9(a)时的一半。这时，如果ADC102的量化位数不变，则因量化噪声功率的总和与图9(a)所示的情况相同，所以如图9(b)中用剖面线所示的那样，每个单位频率的量化噪声功率就成为图9(a)时的2倍，在截止频率Fca以下的带域内的信噪比就变坏。
图9(c)是在相同的CD的1倍再生中，将ADC102的取样频率，作为图9(b)时的2倍(即2Fc2＝Fc1)时的图形。这时，每个单位频率的量化噪声功率和图9(a)时相等，可以得到和图9(a)同等的信噪比。就是说，将在CD的1倍速再生中的ADC102的取样频率定为和2倍速再生时一样，从而能改善信噪比。
综上所述，ADC102取样频率，即第1时钟信号CLKA的频率，根据输入再生信号IN的位速率和模拟滤波器101的特性(尤其是截止频率)的关系决定。另一方面，波形均衡器103，即使第1时钟信号CLKA的频率成为2倍，也能获得同等的波形均衡特性，所以如前所述，将抽头数控制成为2倍。具体地说，在图9(a)及图9(b)时，将抽头数定为3，在图9(c)时，将抽头数定为5。
就是说，采用本实施方式后，将模拟滤波器101的截止频率Fca和波形均衡器103的截止频率Fcd中大的一方，与ADC102的取样频率的比控制成一定值，波形均衡器103的输出——波形均衡信号Y所含的每单位频率的量化噪声功率控制成一定值。
图10和图11分别示出抽头数为5时的控制部114的动作示例和抽头数为5时的波形均衡器103的整体动作示例。如图10所示，如果分别将第1控制信号CTLC保持为高(H)电平，第2控制信号CTLD保持为低(L)电平，那么第1及第2选择信号S1、S2，就在供给如图4所示的复位信号RESET后，以和第1时钟信号CLKA相同的频率，在H电平和L电平间转换。从而达到在图3的波形均衡器103中的分时动作。此外，虽然图中没有示出，但如果第1及第2控制信号CTLC、CTLD都保持在L电平，那么第1及第2选择信号S1、S2就保持在L电平，波形均衡器103的抽头数成为3。另外，如果第2控制信号CTLD保持H电平，就能只改变向系数部115提供的第2选择信号S2。
图12示出图5中的系数学习部132的内部结构。在这里，对使用波形均衡信号Y的包络线的情况做一叙述。在图12中150是峰值检测部，151是特征值检测部，152是系数运算部，153是学习控制部。峰值检测部150，检测波形均衡信号Y的上侧峰值及下侧峰值。特征值检测部151，根据检测到的两个峰值，检测出波形均衡信号Y的最大振幅值Amax、最小振幅值Amin等，将其结果作为特征信号F输出。系数运算部152，根据来自波形评价部106的评价信号E或来自特征值检测部151的特征信号F，计算抽头系数A、B、C的更新值，或选择应当设定的抽头系数A、B、C。学习控制部153，控制特征检测部151的检测时刻，生成上述第3选择信号S3的同时，还生成旨在控制系数运算部152的动作的第4及第5选择信号S4、S5。
图13示出图12中的系数运算部152的内部结构。在图13中，170是输入多路转换器，171是判断电路，172是系数存储器，173是更新量选择电路，174是加法器，175是输出多路转换器。输入多路转换器根据第4选择信号S4，选择来自波形评价部106的评价信号E或来自特征值检测部151的特征信号F中的某一个。评价信号E是表示涉及较长时间的波形均衡信号Y的评价结果的信号。特征信号F是表示在较短的时间间隔中的波形均衡信号Y的特征的信号。判断电路171，将评价信号E或特征信号F和预定值进行比较，判断其可否，根据该判断结果，决定更新系数。系数存储器172是预选存储多组抽头系数的存储器，根据评价信号E或特征信号F的判断，选择其中的一组。更新量选择电路173，是根据评价信号E或特征信号F的判断，选择旨在微调抽头系数A、B、C的更新量的电路。加法器174，对现在的抽头系数A、B、C和更新量进行加法运算。输出多路转换器175，根据第5选择信号S5，将系数存储器172的输出或加法器174的输出中的某一个作为更新系数加以选择。在阶段性地变更抽头系数A、B、C时，选择系数存储器172的输出，在缓慢变更抽头系数A、B、C时，选择加法器174的输出。
图14是为了叙述由图12的系数学习部132产生的波形均衡信号Y的特征而绘出的图。作为从波形均衡信号Y的包络线获得的信息，有上侧峰值和下侧峰值，利用它们可以获得波形均衡信号Y的最大振幅值Amax和最小振幅值Amin。
综上所述，图3中的系数部115，具有根据从波形均衡信号Y的包络线检测到的一定时间内的最大振幅值Amax和最小振幅值Amin，适当更新应向3个乘法器的每一个供给的抽头系数A、B、C。这样，就能实现波形均衡信号Y的增益调整。此外，也可以通过将与编码方式对应的信息作为波形均衡信号Y的特征值加以利用，实现适当的波形均衡。
图15示出了根据评价信号E阶段性地变更图3的波形均衡器103的增益特性的例子。在图15的示例中，阶段性地变更波形均衡器103的提升值。提升值的变更，只要变更抽头系数A、B、C就能实现。图13的判断电路171，具有存储提升值与评价信号E的对应关系，在更新提升值后选择旨在再现最佳状态的提升值的功能。
此外，图1中的模拟滤波器101的特性，也能按照输入再生信号IN的位速率变更。图16(a)及图16(b)示出模拟滤波器101的特性变更示例。Fi1及Fi2表示输入信号带域，Fc1及Fc2表示模拟滤波器101的截止频率。在图16(a)中，考虑到模拟滤波器101的群迟延特性，将截止频率Fc1设定得比输入信号带域Fi1稍高一点。图16(b)示出输入再生信号IN的位速率成为一半，所以输入信号带域从Fi1向Fi2减少了一半的情况。这样，以与之相同的比率，将模拟滤波器101的截止频率从Fi1下降到Fi2。但是，模拟滤波器101的特性变更，有相当大的制约，有时需要变更模拟滤波器101和波形均衡器103双方的特性。所以，模拟滤波器101和波形均衡器103中，至少有一方的截止频率变化时，要将ADC102的量化噪声功率控制成一定值。
如以上所述，本分明涉及的再生信号处理装置，能够实现适应输入再生信号的特性的最佳的波形均衡特性，在由各种记录媒体再生的信号的波形均衡上十分有用。
权利要求
1.一种再生信号处理装置，是均衡由记录媒体再生的输入再生信号的波形，并按照该均衡后的波形输出2值化信号的再生信号处理装置，其特征在于包括接受所述输入再生信号的模拟滤波器；旨在将所述模拟滤波器的输出，变换成数字再生信号的模拟数字转换器；根据所述输入再生信号的位速率与所述模拟滤波器特性的关系，生成决定所述模拟数字转换器的取样频率的时钟信号的时钟生成部；以及旨在均衡所述数字再生信号的波形的波形均衡器，所述波形均衡器的抽头数，按照所述输入再生信号的位速率与所述模拟滤波器特性的关系进行变更。
2.如权利要求1所述的再生信号处理装置，其特征在于还具有将作为所述波形均衡器输出的波形均衡信号中所包含的每个单位频率的量化噪声功率控制成一定值的部件。
3.如权利要求2所述的再生信号处理装置，其特征在于还具有将所述模拟滤波器的截止频率和所述波形均衡器的截止频率中的较大一方，与所述取样频率之比控制成一定值的部件。
4.如权利要求2所述的再生信号处理装置，其特征在于还具有在所述模拟滤波器和所述波形均衡器中至少一方的截止频率变化时，将所述模拟数字转换器的量化噪声功率控制成一定值的部件。
5.如权利要求1所述的再生信号处理装置，其特征在于还具有根据所述输入再生信号的频率特性，变更所述波形均衡器的抽头系数的部件。
6.如权利要求1所述的再生信号处理装置，其特征在于所述波形均衡器包括使所述数字再生信号的传输延迟的多级延迟元件；将所述多级延迟元件的每个输出乘以抽头系数的多个乘法器；旨在将抽头系数供给所述多个乘法器中的每一个系数部；以及计算所述多个乘法器的输出的总和的加法器。
7.如权利要求6所述的再生信号处理装置，其特征在于所述波形均衡器还包括在所述乘法器的数量少于所需抽头数时，控制决定所述波形均衡器的抽头数的所述延迟元件的利用级数和由所述系数部供给的抽头系数，以便分时利用所述多个乘法器及所述加法器的控制部。
8.如权利要求6所述的再生信号处理装置，其特征在于还具有旨在将评价作为所述波形均衡器的输出的波形均衡信号的评价信号供给所述波形均衡部，以便适当更新应向所述多个乘法器的每一个供给的抽头系数的波形评价部。
9.如权利要求6所述的再生信号处理装置，其特征在于所述系数部具有以下功能根据从作为所述波形均衡器的输出的波形均衡信号的包络线中检测到的一定时间内的最大振幅值和最小振幅值，适当更新应向所述多个乘法器的每一个供给的抽头系数。
全文摘要
一种再生处理装置，分别在模数转换器(ADC)(102)的前级配置模拟滤波器(101)，在该ADC(102)的后级配置波形均衡器(103)，根据输入再生信号(IN)的位速率与模拟滤波器(101)特性的关系，由时钟生成部(104)决定ADC(102)的取样频率，而且根据输入再生信号(IN)的位速率与模拟滤波器(101)特性的关系，更改波形均衡器(103)的抽头数。此外，根据输入再生信号(IN)的频域的高低更改波形均衡器(103)的抽头系数。再在波形评价部(106)生成评价由波形均衡器(103)供给维托毕译码器(105)的波形均衡信号(Y)的信号(E)，从而可实现最佳的波形均衡特性。
文档编号G11B5/09GK1551188SQ200410006829
公开日2004年12月1日 申请日期2004年2月24日 优先权日2003年2月26日
发明者中平博幸, 森江隆史, 史 申请人:松下电器产业株式会社