专利名称：波形均衡器的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及一种用于从记录介质再现记录的信息的一记录信息再现装置中的波形均衡器。
已知有用于通过对从一记录介质读取的一读取信号执行加强高频增强的滤波而改善该读取信号的S/N比的波形均衡的技术，其中该记录介质上高密度记录有数字数据。采用该技术，该读取信号的高频的加强越强，S/N比就可被改善得更多。然而，如果高频被过分地加强，将导致信号间干扰的增加。为解决该问题，在日本专利No.H11-259985中提出了一种可执行高频增强而不引起信号间干扰的增加的波形均衡器。
然而，在这样一种波形均衡器中，存在这样一问题当一读取信号的最短行程长度较短时，均衡校正后的该读取样本值序列的零交叉点改变且因此信号间干扰增加，从而高频区域不能被充分地加强。
本发明的提出是为了解决这样的问题。本发明的目的在于提供一种波形均衡器，其可加强读取信号的高频增强而不引起信号间干扰的增加，即使在该读取信号的最短行程长度例如不大于该信道时钟信号的时钟周期的两倍的情况下。
根据本发明的一种波形均衡器是对通过读取一记录介质中存储的信息信号所获得的一读取信号执行波形均衡以获得一均衡校正的读取信号，该波形均衡器包括限幅装置，用于以预定的限幅的值来限制该读取信号以获得一限幅的读取信号；一滤波器，用于分别对在第一时间点的该限幅的读取信号的信号电平和在第二时间点的该限幅的读取信号的信号电平进行加权，将这些被加权的信号电平相加并输出一滤波器输出信号；和一求和装置，用于通过将在该第一和第二时间点的一中间时间的该读取信号的信号电平与该滤波器输出信号相加而获得该均衡校正的读取信号。
图1是包括一波形均衡器5的一记录信息再现装置的结构视图；图2A至2C示出了当读取通过被进行8/16调制所记录的信息信号时所获得的读取样本值序列R和由波形均衡器5所获得的限幅的读取样本值序列RLIM；图3A至3C示出了当读取通过被进行(1，7)调制所记录的信息信号时所获得的读取样本值序列R和由波形均衡器5所获得的限幅的读取样本值序列RLIM；图4是包括根据本发明的一波形均衡器6的记录信息再现装置的结构视图；图5是根据本发明的波形均衡器6的内部结构的一例子的视图；图6A至6C示出了当读取通过被进行(1，7)调制所记录的信息信号时所获得的读取样本值序列R和由根据本发明的波形均衡器6所获得的限幅的读取样本值序列RLIM；图7是根据本发明的波形均衡器6的另一例子的视图；图8A至8C示出了当读取通过被进行(1，7)调制所记录的信息信号时所获得的读取样本值序列R和由图7所示的波形均衡器6所获得的限幅的读取样本值序列RLIM；图9是图5中所示的波形均衡器6的一改型的视图；图10是图7中所示的波形均衡器6的一改型的视图；图11是图7和10中所示的波形均衡器6的一改型的视图；图12是图5中所示的波形均衡器6的一改型的视图；图13是图12中所示的波形均衡器6的一改型的视图。
在详细说明这些实施例之前，将参照
现有的波形均衡器所存在的问题。
图1是包括在日本专利No.11-259985中所提出的波形均衡器的一记录信息再现装置的结构视图。
参见图1，一拾取器1读取被进行8/16调制且记录在例如DVD(数字视盘)的一记录盘2上的一信息信号，以将得到的读取信号提供给一A/D转换器3。该A/D转换器3以对应于一信道时钟的定时对这些读取的信号进行取样，以将包括在该时间获得的一序列样本值的读取样本值序列R提供给一波形均衡器5。顺便说，上述信道时钟具有被进行8/16调制的信息信号的1T的周期。
波形均衡器5的限幅电路51将如图2A至2C所示的通过用限幅值Th和-Th限制该读取样本值序列R所获得的限幅的读取样本值序列RLIM提供给一高频增强滤波器52。也就是说，当该读取样本值序列R的各读取样本值处于限幅值Th和-Th的范围内时，限幅电路51按照原样输出该读取样本值序列R作为上述限幅的读取样本值序列RLIM。另外，当读取样本值序列R的各样本值大于该限幅值Th时，限幅电路51输出该限幅值Th自身作为限幅的读取样本值序列RLIM。另一方面，当读取样本值序列R的各样本值小于该限幅值-Th时，限幅电路51输出该限幅值-Th自身作为限幅的读取样本值序列RLIM。顺便说，如图2A所示，各上述限幅值Th和-Th被设置成这样一值以使仅允许对应于3T的读取样本值序列R不由该限幅进行限制，其中3T是8/16调制中的最短电平反转间隔(以下称为行程长度)。
高频增强滤波器52包括单元延迟元件FD1-FD4、系数乘法器M1、M2、M3、M4、和一用于将这些系数乘法器的各输出进行相加的加法器AD。这些单元延迟元件FD1-FD4将各输入值延迟上述信道时钟的一个时钟周期且然后输出这些值。系数乘法器M1、M2、M3、M4各自具有乘法系数[-K、K、K、-K]。也就是说，高频增强滤波器52是一具有抽头系数[-K、K、0、K、-K]的横向滤波器。这样一结构允许高频增强滤波器52生成该高频加强的读取样本值序列并将该高频加强的读取样本值序列提供给一加法器54，在该高频加强的读取样本值序列中，仅上述限幅的读取样本值序列RLIM的高频分量的电平被加强。
加法器54将通过一延迟元件53被延迟了信道时钟的两个周期后所提供的该高频加强的读取样本值序列和上述读取样本值序列R相加。然后，加法器54将相加的结果值输出作为均衡校正的读取样本值序列RH。
接着，说明上述波形均衡器5的工作。
概言之，用于从一记录介质再现记录的信息的再现系统具有低通滤波器特性。这减少了对应于行程长度3T的读取样本值序列R中的各读取样本值，该行程长度3T具有被进行8/16调制的信号的最高频。因此，为了改善对应于该最短行程长度3T的读取样本值序列的S/N比，高频增强滤波器52被允许仅可提高对应于行程长度3T的读取样本值序列的各读取样本值。在此，即使在通过上述高频增强滤波器52进行高频增强后，如图2A至2C所示，在零交叉D0的时间的均衡校正的读取样本值序列RH的值在零电平是期望地恒定的。然而，由于例如如图1所示，高频增强滤波器52是一具有抽头系数[-K、K、0、K、-K]的横向滤波器，均衡校正的读取样本值序列RH的值将在零交叉D0的时间发生改变，除非在图2A至2C中的各时间D-2和D-1的读取样本值具有相同的值。具体地，增大上述抽头系数K的值以加强高频增强将进一步增加在零交叉D0的时间的均衡校正的读取样本值序列RH中的变化，进而，导致信号间干扰的增加。
因此，限幅电路51将读取样本值序列R提供给上述高频增强滤波器52，其中该读取样本值序列R等于或大于行程长度4T且其幅度被用限幅值Th和-Th进行限制，如图2A至2C所示。根据限幅电路51进行的限幅，如图2B所示，当该读取信号的行程长度等于3T时，内插的读取样本值序列RR照它们原样被提供给高频增强滤波器52作为限幅的读取样本值序列RLIM。另一方面，对应于等于或大于4T的行程长度的内插的读取样本值序列RR在接近零交叉D0的时间处于从Th至-Th的限幅值的范围内，但在其他时间点超出该范围。因此，如图2C所示，在一读取信号的行程长度等于或大于4T的情况下，在除上述零交叉D0的时间以外的时间点，其值被固定至限幅值Th或-Th的限幅的读取样本值序列RLIM被提供给高频增强滤波器52。
具有此结构，在行程长度等于或大于4T的任何情况下，图2A至2C中的在时间点D-2和D-1(或D1和D2)的这些值变得相等。因此，即使上述抽头系数K被使得更大以加强该高频加强时，在零交叉D0的时间的均衡校正的读取样本值序列RH中不出现变化，因此防止了信号间干扰的增加。
然而，在一记录盘2中存储的记录信号的调制方案例如是(1，7)调制(其中最短行程长度等于2T)的情况下，图1中所示的波形均衡器5的结构不足以防止信号间干扰的增加。
图3A至3C示出了从记录盘2读取的读取样本值序列R的波形的一例子，信息信号通过其中最短行程长度等于2T的调制方案被存储在该记录盘上。
如图3C所示，当行程长度等于或大于3T时，由限幅电路51提供的限幅效果使得限幅的读取样本值在时间点D-2、D-1、D1和D2基本上是相同的。
然而，当行程长度变得等于2T时，也就是说，当最短电平反转间隔变得等于或小于信道时钟信号的时钟周期的两倍时，如图3B所示，这些限幅的读取样本值在时间点D-2和D-1(或D1和D2)不具有相同的值。因此，增大上述抽头系数K的值以加强高频增强将进一步增加在零交叉D0的时间的均衡校正的读取样本值序列RH中的变化，导致信号间干扰的增加。
下面将说明本发明的实施例。
图4是包括根据本发明的波形均衡器的一记录信息再现装置的结构视图。
参见图4，拾取器1将通过读取例如记录盘2上通过(1，7)调制方案记录的信息信号所获得的读取信号提供给A/D转换器3，其中该信息信号的最短行程长度等于2T。该A/D转换器3在对应于信道时钟信号的定时对这些读取信号进行取样以将包括该系列得到的样本值的读取样本值序列R提供给一波形均衡器6。顺便说，上述信道时钟信号是一具有被进行(1，7)调制的信息信号中的1T周期的时钟信号。也就是说，行程长度2T是信道时钟信号的时钟周期的两倍长度。
波形均衡器6将分别将通过对读取样本值序列R执行高频增强所获得的均衡校正的读取样本值序列RH提供给一信息解调电路7和一PLL(锁相环)电路8。信息解调电路7对均衡校正的读取样本值序列RH进行(1，7)解调以恢复原始信息信号并输出该信号作为一再现的信息信号。该PLL电路8生成一信道时钟信号，且然后将该信道时钟信号提供给上述A/D转换器3，在该信道时钟信号中，在上述均衡校正的读取样本值序列RH中导出的一相位误差被校正。
图5是表示按照本明的波形均衡器6的内部结构的示图。
参见图5，一个内插滤波器61对由前面提到的A/D转换器3所提供的读取样本值序列R执行内插操作。通过该内插操作，内插滤波器61确定一系列样本值，这些样本值可通过在前面提到的信道时钟信号的每个时钟定时之间的中间定时，对从前面提到的记录盘2所读取的信号进行取样而获得。然后，该内插滤波器61获取经过内插的读取样本值序列RR，并把该内插的读取样本值序列RR提供给限幅电路51，其中该样本值序列RR是通过在前面提到的读取样本值序列R中包含有所确定的样本值序列而被进行内插的。
在内插滤波器61中，内插计算处理消耗的周期为(n+0.5)T其中n是一个偶数，而T是信道时钟的周期。
因此，下面的解释是假定内插滤波器61所完成的内插操作处理与0.5T的延迟时间相关而做出的。
限幅电路51提供经过限幅的读取样本值序列RRLM给高频增强滤波器52’，该序列RRLM是通过用限幅值Th和-Th限制内插读取样本值序列RR的幅度来获得的。也就是说，在内插读取样本值序列RR的每个读取样本值处于前面提到的限幅值-Th和Th的范围内的情况下，限幅电路513按其原样输出内插读取样本值序列RR，作为前面提到的限幅读取样本值序列RRLM。而且，在内插读取样本值序列RR的每个读取样本值大于限幅值Th的情形下，限幅值Th本身做为限幅读取样本值序列RRLM而被输出。另一方面，在内插读取样本值序列RR的每个读取样本值小于限幅值-Th的情形下，限幅值-Th本身被做为限幅读取样本值序列RRLM输出。在本方案中，前面提到的限幅值Th和-Th被设置成一个值以便对应最短行程长度2T的内插读取样本值序列RR不受限幅的限制。也就是说，限幅值Th大于在对应内插读取样本值序列RR内行程长度2T的区域内的最大值。另一方面，限幅值-Th小于对应该行程长度2T的区域内的最小值。
高频增强滤波器52’包含单元延迟元件FD1-FD3，系数乘法器M1，M2，M3，M4，和用于将每个系数乘法器的输出进行相加的加法器AD。每个单元延迟元件FD1-FD3将输入值延迟前面提到的信道时钟的一个时钟周期，并输出该值。系数乘法器M1，M2，M3，M4分别具有相乘系数[-k，k，k，-k]。也就是高频增强滤波器52’是一个具有抽头系数[-k，k，k，-k]的横向滤波器。按照这样一种构造，高频增强滤波器52’产生一个高频增强读取样本值序列，在该序列中所增加的仅是对应前面提到的限幅读取样本值序列RRLM内的行程长度2T的样本值序列，然后该高频增强滤波器52’将该高频增强读取样本值序列提供给该加法器54，该加法器54将该高频增强读取样本值序列与前面提到的、被该延迟元件53延迟了两个信道时钟的周期后提供的读取样本值序列R相加。然后加法器54输出相加所得的结果值作为均衡校正的读取值序列RH。
下一步，参照图6A至6C解释前面提到的波形均衡器6。
顺便地，在图6A中示出的白点表示在该读取样本值序列R中的各自的读取样本，而黑点表示通过该内插滤波器61获得的内插读取样本值序列RR中的内插读取样本值。另外，在图6A中，在行程长度为2T-4T的各个情况下，这些点分别表示在读取样本值序列R中的读取样本和内插读取样本值序列RR中的内插读取样本。
如图6A所示，在限幅电路51中的每一个限幅值Th和-Th被设置成这样的一个值，以便不限制仅对应最短行程长度2T的内插读取样本值序列RR的幅度。因此，如图6B所示，在行程长度等于2T的情况下，内插读取样本值序列RR照原样提供给高频增强滤波器52’作为限幅读取样本值序列RRLM。另一方面，在行程长度等于或大于3T的情况下，只要样本值紧靠零交叉D0的时间。内插读取样本值序列RR位于限幅值-Th-Th的范围内，而在其它时间点上则超过该范围。因此，在行程长度等于或大于3T的情况下，如图6C所示，被固定至在除前面提到的零交叉D0的时间之外的时间点的限幅值Th或-Th的限幅读取样本值序列RRLM被提供给高频增强滤波器52’。
相应地，根据在限幅读取样本值序列RRLM内的在时间点D-1.5’D-0.5’D0.5’D1.5处每个限幅读取样本值，高频增强滤波器52’确定在D0时间的均衡校正的读取样本值，如图6B和6C所示。
也就是说，假定在D0时间处的均衡校正的读取样本值为Z0，Z0=(-k)·Y-1.5+k·Y-0.5+k·Y0.5+(-k)·Y1.5其中Y-1.5在RRLM内时间点D-1.5处的限幅读取样本值；Y-0.5在RRLM内时间点D-0.5处的限幅读取样本值；Y0.5在RRLM内时间点D0.5处的限幅读取样本值；Y1.5在RRLM内时间点D1.5处的限幅读取样本值；如图6B和6C所示，在对应运行时间长度2T的每个时间点D-1.5和D-0.5(或D0.5和D1.5)处限幅读取样本值实际上彼此相等。而且，在行程长度大于或等于3T的情况下，每个时间点D-1.5和D-0.5(或D0.5和D1.5)处限幅读取样本值彼此相等，因为这些值在限幅值-Th(或Th)处被固定。
因此，即使增加高频增强滤波器52’的抽头系数k的值来加强高频增强也允许在零交叉D0时间处的均衡校正取样本值序列RH保持在一个常数值，因此不会导致信号间干扰的增加。
如上所述的，在图5所示的波形均衡器中，首先，该内插的读取样本值序列RR是通过用在信道时钟信号的中间定时处的值来内插读取样本值序列R来获得的。然后，对内插的读取样本值序列RR执行幅度控制处理，以获取限幅读取样本值序列RRLM，然后，在高频增强滤波器52’中，前面提到的限幅读取样本值序列RRLM内的、在连续的四个时间点上的限幅读取样本值，在系数乘法器M1-M4上进行各自的加权后被加在一起。在该周期中，对应四个时间点的中间点的读取样本值是通过将读取样本值序列R延迟信道时钟信号的两个时钟周期而获得的。均衡校正读取样本值序列RH是通过将该读取样本值与前面提到的加权的求和值进行相加而得到的。
但是，要在前面提到的高频增强滤波器52’中进行加权和相加的限幅读取样本值的数量并不受限于四个，并且该数量可以根据期望的滤波器特性进行相应的改变，只要该数量是大于或等于2的偶数。在该情况下，如果我们假定限幅读取样本值的数量为N，对应N个限幅读取样本值的中间点的读取样本值可以通过利用延迟元件53，将前面提到的内插读取样本值序列R延迟过(N/2)倍的信道时钟信号的时钟周期而被获得。
图7是表示按照本发明的波形均衡器6的构造的另一个例子。
参照图7，一个双重过取样电路62对由A/D转换器3提供的读取样本值序列R执行双重过取样处理。这种处理使得双重过取样电路62确定在对读取信号进行取样的时间上获得的该样本值序列，该读取信号是以具有两倍于前面提到的信道时钟信号的时钟频率的时钟信号从该记录盘2读取的。随后，双重过取样电路62将这种样本值序列提供给限幅电路51，作为内插读取样本值序列RR。
限幅电路51把通过用限幅值Th和-Th对内插读取样本值序列RR进行限幅而得到的限幅读取样本值序列RRLM提供给高频增强滤波器63。也就是说，在内插读取样本值序列RR的每个读取样本值小于前面提到的限幅值Th并且大于限幅值-Th的情况下，限幅电路51以原样的方式输出内插读取样本值序列RR作为前面提到的限幅读取样本值序列RRLM。而且，在内插读取样本值序列RR的每个读取样本值大于前面提到的限幅值Th情况下，限幅电路51输出限幅值Th本身，作为前面提到的限幅读取样本值序列RRLM。另一方面，在内插读取样本值序列RR的每个读取样本值小于前面提到的限幅值-Th情况下，限幅电路51输出限幅值-Th本身，作为前面提到的限幅读取样本值序列RRLM。前面提到的限幅值Th和-Th中每一个都被设置成一个值，以便仅有对应最短行程长度2T的内插读取样本值序列RR不受限幅的限制。
高频增强滤波器63包括延迟元件FFD1-FFD3，系数乘法器M1，M2，M3，M4，和用于将系数乘法器的各输出进行相加的加法器AD，如图7所示。每一个延迟元件FFD1-FFD3捕获在两倍于前面提到的信道时钟信号的频率的时钟定时下的序列输入的值，并将该值延迟过前面提到的信道时钟信号的一个时钟周期，然后输出该值。系数乘法器M1，M2，M3，M4分别具有相乘系数[-k，k，k，-k]。也就是说，高频增强滤波器63是一个具有抽头系数[-k，0，k，0，k，0，-k]的横向滤波器。
按照这样一种构造，高频增强滤波器63产生一个高频增强读取样本值序列，在该序列中，仅提高了对应于前面提到的限幅读取样本值序列RRLM内的行程长度2T的样本值的水平。然后，高频增强滤波器63将该高频增强读取样本值序列提供给加法器54。加法器54把高频增强读取样本值序列与前面提到的、被延迟元件64延迟了三个信道时钟信号周期后而提供的内插读取样本值序列RR进行相加，然后加法器输出相加的结果，作为均衡校正读取样本值序列RH。
下一步，参照图8A到8C解释前面提到的图7中用出的波形均衡器6的操作。
顺便说，在图8A中示出的白点表示在每个行程长度2T至4T内从双重过取样电路62输出的内插读取样本值序列RR内的每个样本值。
如图8A所示，在限幅电路51内的每个限幅值Th至-Th被设置成一个值，以便只有对应于最短行程长度2T的内插读取样本值序列RR的幅度不受到限制。因此，如图8B所示，在行程长度等于2T的情况下，内插读取样本值序列RR作为限幅读取样本值序列RRLM原样地提供给高频增强滤波器63。另一方面，在行程长度等于或大于3T的情况下，内插读取样本值序列RR位于紧靠零交叉D0的时间的限幅值-Th-Th的范围内，而同时超出该时间的其它点的范围。因此，在行程长度大于或等于3T的情况下，如图8C所示，对于在除前面提到的零交叉D0的时间之外的时间点，固定至限幅值Th或-Th的限幅读取样本值序列RRLM被提供给高频增强滤波器63。
根据在限幅读取样本值序列RRLM内的时间点D-1.5’D-0.5’D0.5’D1.5处每个限幅读取样本值，高频增强滤波器63确定在D0时间的均衡校正读取样本值，如图8B和8C所示。
也就是说，假定在D0时间处的均衡校正读取样本值为Z0，Z0=(-k)·Y-1.5+k·Y-0.5+k·Y0.5+(-k)·Y1.5其中Y-1.5在RRLM内时间点D-1.5处的限幅读取样本值；Y-0.5在RRLM内时间点D-0.5处的限幅读取样本值；Y0.5在RRLM内时间点D0.5处的限幅读取样本值；Y1.5在RRLM内时间点D1.5处的限幅读取样本值；在本方案中，如图8B和8C所示，在对应行程长度2T的每个时间点D-1.5和D-0.5(或D0.5和D1.5)处限幅读取样本值变得实际上彼此相等。而且，在对应行程长度大于或等于3T的每个时间点D-1.5和D-0.5(或D0.5和D1.5)处限幅读取样本值变得彼此相等，因为这些值被固定在限幅值-Th(或Th)。
因此，即使增加高频增强滤波器63的抽头系数k的值来加强高频增强也允许在零交叉D0时间处的均衡校正的取样本值序列RH保持一个常数值，因此不会导致信号间干扰的增加。
顺便说，在图7所示的实施例中，该双重过取样电路62对由A/D转换器3提供的读取样本值序列R执行双重过取样处理。但是本发明并不局限于这种构造。例如，取代使用该双重过取样电路62，用具有两倍于前面提到的、在A/D转换器3的该级的信道时钟信号的频率的时钟信号取样所读取的值是可取的。
而且，在图5或图7所示的波形均衡器通过延迟元件53(或64)把对应于高频增强滤波器52’(或63)的中央抽头的样本值序列提供给加法器54。也就是说，只有对应于高频增强滤波器52’(或63)中的中央抽头的样本值序列才会不由前面提到的限幅电路5限制其幅度地反映在均衡校正读取样本值序列RH上，但是可以借助前面提到的限幅电路51对对应于该中央抽头的样本值序列施加限制。
图9和图10是表示在前面的观点基础上发展的波形均衡器的修改示例，顺便说，图9示出图5所示的波形均衡器的修改示例，而图10表示图7的波形均衡器的修改示例。
而且，在图7和图10所示的高频增强滤波器63中，有可能获得对应于前面提到的滤波器中的中央抽头的样本值序列。
图11是鉴于这一点示出图7和图10的波形均衡器的修改示例的示图。
在图11所示的高频增强滤波器63’把图7和图10示出的高频增强滤波器63的延迟元件FFD2分成两级的延迟元件FFD2A和FFD2B，并把延迟元件FFD2A的输出提供给加法器AD。
每个延迟元件FFD2A和FFD2B是一个用于捕获在两倍于前面提到的信道时钟信号的频率的时钟定时处的输入值，以把该值提供给下列级。按照这样的构造，对应于前面提到的中央抽头的样本值序列被从该延迟元件FFD2A提取出，并直接送给加法器AD。因此，按照图11所示的构造，即使不使用图7和图10所示的延迟元件64和加法器54，对应于该中央抽头的样本值序列可以反映在均衡校正读取样本值序列RH。
在图5所示的波形均衡器中，对应于高频增强滤波器52’内的中央抽头的样本值序列仅排除在由内插滤波器61的内插处理执行的样本值之外。但是，该设备也可以设计成内插滤波器61的内插处理只对对应于该中央抽头的样本值序列执行。
图12是表示鉴于这种观点设计的波形均衡器的变化的示图。
应明白，内插滤波器61、限幅电路51、高频增强滤波器52’的和加法器54的功能，作为一个单一的单元，与图5中所示的这些元件的功能是一样的。
在图12中，内插滤波器61对由前面提到的A/D转换器3提供的读取样本值序列R执行前面提到的内插操作处理，并把得到的内插读取样本值序列提供给延迟元件53’。在该处理中，内插处理滤波器61消耗了0.5倍的前述信道时钟的间隔时间。该延迟元件53’将由内插滤波器61提供的内插样本值序列延迟一个信道时钟周期，并把该延迟的序列提供给加法器54。另一方面，限幅电路51向高频增强滤波器52’提供限幅读取样本值序列RRLM，该序列RRLM是通过把从A/D转换器3提供的读取样本值序列的幅度限制在限幅值Th和-Th的范围内而获得的。该高频增强滤波器52’产生一个高频增强的读取样本值序列，在该序列中仅提高对应于限幅读取样本值序列RRLM内的行程长度2T的样本值序列中的水平，并把该高频增加的读取样本序列提供给加法器54，该加法器54把高频增强样本值序列与利用延迟元件53’提供有一个信道时钟信号周期延迟的内插读取样本值序列相加在一起，并将相加的结果作为均衡校正读取样本值序列RH输出。
如上所述的，在图12所示的波形均衡器中，首先对读取样本值序列R执行幅度控制处理，以获取限幅的读取样本值序列RRLM。然后，在高频增强滤波器52’中，前面提到的限幅读取样本值序列RRLM内的、出现在连续的四个时间点上的限幅读取样本值，在系数乘法器M1-M4上进行各自的加权后被加在一起。在该周期中，内插读取样本值是通过利用在信道时钟信号的中间定时处的值内插该读取样本值序列R而获得的，然后，对应前述的四个时间点的中间点的读取样本值是通过将读取样本值序列延迟一个信道时钟信号的周期而获得的。均衡校正读取样本值序列RH是通过将该读取样本值与前面提到的加权总和值进行相加而得到的。
利用图12所示的波形均衡器，当限幅读取样本值的数量是N时，对应此N个限幅读取样本值的中间点的读取样本值可以借助该延迟元件53’，通过将前面提到的内插读取样本值序列延迟(N/2-1)倍的信道时钟信号的时钟周期而得到。
而且，在图12所示的波形均衡器中，只有对应于高频增强滤波器52’的中央抽头的样本值序列，即对应于要加权的四个限幅读取样本值的中间位置的样本值序列，被排除在幅度限制的目标之外。但是，除了图12的结构外，有可能采纳图13所示结构，其中对对应高频增强滤波器52’的中央抽头的样本值序列也不进行由前述限幅电路51进行的幅度限制。
在上面描述的实施例中，已经对把按照本发明的波形均衡器施加给执行再现记录媒介的记录信息的信息再现装置的例子进行解释。但是本发明的应用并不限于信息再现装置。简要地说，如果该传输系统具有减少了高频部份的特性，就有可能通过使用按照本发明的波形均衡器在不增加码间干扰的情况下实现高频增强。
在上面描述的高频增强滤波器中，在四个时间点D上的限幅读取样本值序列RRLM内的四个限幅读取样本值，在由系数乘法器M1-M4进行各自的加权后被加在一起。但是，通过该加权和相加处理，对至少两个限幅读取样本值进行处理就足够了。而且，对于实施构成本发明的波形均衡器6的每个功能模块，也就是，限幅电路51、高频增强滤波器52’，加法器54，延迟元件53、64、内插滤波器61和双重过取样电路62，可以使用模拟信号处理电路或数字信号处理电路。
简要地说，对于按照本发明的波形均衡器，具有这样的一个结构就足够了，即把在连续两个时间点上的限幅读取信号RRLM的至少两个信号电平的加权值的和值与在该两个时间点的中间定时处获得的一个读取信号之间的结果总和，作为均衡校正的读取信号(RH)进行输出。
如前面所述的，按照本发明的波形均衡器特点在于通过对第一与第二时间点的读取信号的幅度进行限制而得到的限幅读取信号的信号电平，在进行了加权后被相加在一起，将该相加的结果与处于第一时间与第二时间点的中间定时处的信号电平进行相加，其结果作为均衡校正的读取信号而被输出。
而且，构成本发明的波形均衡器6的每一个功能模块(限幅电路51、高频增强滤波器52’，加法器54，延迟元件53、64、内插滤波器61和双重过取样电路62)可以通过一个模拟信号处理电路或一个数字信号处理电路来实现。
再者，在前述的实施例中，已经描述了把本发明的波形均衡器用于再现记录媒介上的记录信息的信息再现装置。但是波形均衡器的应用并不限于该信息再现装置。换句话说，本发明的波形均衡器可以在具有高频衰减特性的任意传输系统中实现，由此加强高频增强，而又不会引起信号间干扰的增加。
如上所述，根据本发明的波形均衡器，即便是当读取信号的最短行程长度不大于两倍的信道时钟信号的时钟周期时，也可以完成高频增强而不会引起信号间干扰的增加。
权利要求
1.一种波形均衡器，用于对一记录介质的读取信号执行一波形均衡处理以生成一均衡校正的读取信号，所述波形均衡器包括限幅装置，用于将所述读取信号限制到一预定限幅值以生成一限幅的读取信号；滤波器，用于对在第一时间的所述限幅的读取信号的信号电平的一加权值和在第一时间之后的第二时间的所述限幅的读取信号的信号电平的一加权值进行求和，并输出一滤波器输出信号；和求和装置，用于对在所述第一和第二时间点之间的一中间时间的所述读取信号的信号电平与所述滤波器的滤波器输出信号进行求和并输出一求和的值作为所述均衡校正的读取信号。
2.根据权利要求1的波形均衡器，其中所述限幅值高于在具有最短电平反转间隔的所述读取信号的一部分中的所述读取信号的信号电平的最大值。
3.根据权利要求1的波形均衡器，其中所述滤波器是一提高所述限幅的读取信号的高频分量的信号电平的高频增强滤波器。
4.根据权利要求3的波形均衡器，其中所述高频分量是具有最短电平反转间隔的所述限幅的读取信号的一部分。
5.一种波形均衡器，用于对通过在一信道时钟信号的时钟定时取样一记录介质的读取信号所获得的一读取样本值序列执行一波形均衡处理，以生成一均衡校正的读取样本值序列，所述波形均衡器包括内插装置，用于根据所述读取样本值序列获得一取样的值序列，并将所述取样的值序列输出作为内插的读取样本值序列，其中所述取样的值序列是在所述信道时钟信号的时钟定时之间的中间定时取样所述读取信号而获得的；及限幅装置，用于将所述内插的读取样本值序列的幅度限制到一预定限幅值，以获得一限幅的读取样本值序列；滤波器，用于将所述限幅的读取样本值序列的限幅的读取样本值的加权的值进行求和，并输出一滤波器输出信号；延迟装置，用于延迟所述读取样本值序列，以获得一延迟的读取样本值序列；及求和装置，用于对所述延迟的读取样本值序列和所述滤波器输出信号进行求和，并输出一求和的值作为所述均衡校正的读取样本值序列。
6.根据权利要求5所述的波形均衡器，其中所述限幅值高于在具有最短电平反转间隔的所述读取信号的一部分中的所述读取信号的信号电平的最大值。
7.根据权利要求6所述的波形均衡器，其中所述最短电平反转间隔是所述信道时钟信号的一时钟间隔的两倍。
8.根据权利要求7所述的波形均衡器，其中所述内插装置是一双重过取样电路，其通过在一两倍于所述信道时钟信号的频率的频率的时钟定时取样所述读取信号而获得所述内插的读取样本值序列。
9.根据权利要求5所述的波形均衡器，其中所述滤波器是一高频增强滤波器，其提高了所述限幅的读取样本值序列的高频分量的值。
10.根据权利要求5所述的波形均衡器，其中所述高频分量是具有最短电平反转间隔的所述限幅的读取样本值序列的一部分。
11.根据权利要求10所述的波形均衡器，其中所述滤波器是一具有抽头系数[-K、K、K、-K]的一横向滤波器。
12.一种波形均衡器，用于对通过在一信道时钟信号的时钟定时取样一记录介质的读取信号所获得的一读取样本值序列执行一波形均衡处理，以生成一均衡校正的读取样本值序列，所述波形均衡器包括限幅装置，用于将所述内插的读取样本值序列的限幅到一预定限幅值，以获得一限幅的读取样本值序列；滤波器，用于将所述限幅的读取样本值序列的限幅的读取样本值的加权的值进行求和，并输出一滤波器输出信号；内插装置，用于根据所述读取样本值序列获得一取样的值序列，并将所述取样的值序列输出作为内插的读取样本值序列，其中所述取样的值序列是在所述信道时钟信号的时钟定时之间的中间定时取样所述读取信号而获得的；延迟装置，用于延迟所述内插的读取样本值序列，以获得一延迟的内插的读取样本值序列；及求和装置，用于对所述延迟的内插的读取样本值序列和所述滤波器输出信号进行求和，并输出一求和的值作为所述均衡校正的读取样本值序列。
13.根据权利要求12所述的波形均衡器，其中所述限幅值高于在具有最短电平反转间隔的所述读取信号的一部分中的所述读取信号的信号电平的最大值。
14.根据权利要求13所述的波形均衡器，其中所述最短电平反转间隔是所述信道时钟信号的一时钟间隔的两倍。
15.根据权利要求12所述的波形均衡器，其中所述内插装置是一双重过取样电路，其通过在一两倍于所述信道时钟信号的频率的频率的时钟定时取样所述读取信号而获得所述内插的读取样本值序列。
16.根据权利要求12所述的波形均衡器，其中所述滤波器是一高频增强滤波器，其提高了所述限幅的读取样本值序列的高频分量的值。
17.根据权利要求15所述的波形均衡器，其中所述高频分量是具有最短电平反转间隔的所述限幅的读取样本值序列的一部分。
18.根据权利要求12所述的波形均衡器，其中所述滤波器是一具有抽头系数[-K、K、K、-K]的一横向滤波器。
19.一种波形均衡器，用于对通过读出一记录介质上记录的信息信号所获得的一读取信号执行一波形均衡处理，所述波形均衡器包括AD转换器，用于通过在一信道时钟信号的时钟定时取样所述读取信号，获得一读取样本值序列；内插装置，用于根据所述读取样本值序列获得一取样的值序列，并将所述取样的值序列输出作为内插的读取样本值序列，其中所述取样的值序列是在所述时钟定时之间的中间定时取样所述读取信号而获得的；限幅装置，用于将所述内插的读取样本值序列的限幅到一预定限幅值，以获得一限幅的读取样本值序列；及滤波器，用于对所述限幅的取样的值序列执行一滤波处理。
20.根据权利要求19所述的波形均衡器，其中所述限幅值高于在具有最短电平反转间隔的所述读取信号的一部分中的所述读取信号的信号电平的最大值。
21.根据权利要求20所述的波形均衡器，其中所述最短电平反转间隔是所述信道时钟信号的一时钟间隔的两倍。
22.根据权利要求19所述的波形均衡器，其中所述内插装置是一双重过取样电路，其通过在两倍于所述信道时钟信号的频率的一频率的时钟定时取样所述读取信号而获得所述内插的读取样本值序列。
23.根据权利要求19所述的波形均衡器，其中所述滤波器是一高频增强滤波器，其提高了所述限幅的读取样本值序列的高频分量的值。
24.根据权利要求23所述的波形均衡器，其中所述高频分量是具有最短电平反转间隔的所述限幅的读取样本值序列的一部分。
25.根据权利要求19所述的波形均衡器，其中所述滤波器是一具有抽头系数[-K、K、K、-K]的一横向滤波器。
26.一种波形均衡器，用于对通过读出一记录介质上记录的信息信号所获得的一读取信号执行一波形均衡处理，以获得一均衡校正的读取信号，所述波形均衡器包括A/D转换器，用于通过在一信道时钟信号的时钟定时取样所述读取信号而获得一读取样本值序列；内插装置，用于通过用一取样的值序列内插所述读取样本值序列而获得一内插的读取样本值序列，其中所述取样的值序列是在所述时钟定时之间的中间定时取样所述读取信号而获得的；限幅装置，用于将所述内插的读取样本值序列限幅到一预定限幅值，以获得一限幅的读取样本值序列；及滤波器，用于对所述限幅的取样的值序列执行一滤波处理；及加法器，用于获得通过所述滤波器执行该滤波处理所获得的一信号和所述读取样本值序列的一和值作为所述均衡校正的读取样本值。
全文摘要
一种波形均衡器,对读取的信号执行高频增强,而不会增加信号间干扰的增加,即使是当读取信号的最短行程不大于信道时钟信号的2倍时钟周期时也是这样。通过限制读取信号的幅度而获得的信号电平的加权值的相加值(其中该信号电平处于第一与第二时间点),被加至在第一与第二时间点的中间定时处信号电平,其相加的结果被作为一个均衡校正读取信号而输出。
文档编号G11B20/14GK1296262SQ0013350
公开日2001年5月23日 申请日期2000年11月6日 优先权日1999年11月4日
发明者栗林祐基 申请人:先锋株式会社