专利名称：确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法
技术领域：
本发明涉及一种用于运算放大器电路的方法，特别涉及一种在确定频率情况下提高运算放大器电路稳定性的方法。
众所周知，运算放大器已被广泛应用于各种领域，如电磁检测、电量放大电压移相和量值变换，积分和微分电路，有源互感器，有源补偿电路，模拟标准器传感器电路以及高精度导纳箱和构成高精度电桥有源部件等，其中有对运算电路准确性和稳定性要求都很高的当然首推国防部门和计量部门。
但是有些放大器在直流或低频使用时确显示出高的开环增益，当使用频率升高时，其有效的开环增益会显著下降并带来相位漂移，常常不能满足客观需要。
事实上，放大器的稳定性与其开环增益密切相关、放大器内的放大级数目越多，移相的机会就越多，稳定性就会越差。
为了提高运算放大器的准确性，常在运算放大器基本电路的基础上，附加更多的运算放大器电路，使电路复杂。但是，实践证明，运算放大器电路复杂就越容易发生振荡(非工作频率的振荡)，带来了更多的运算放大器电路稳定性的问题。
本发明的目的是为了解决现有运算放大器电路稳定性的问题，而提出的一种在确定的使用频率下，通过在运算放大器电路正反馈电路上附加或改变成电阻电容串联支路，在负反馈回路上并接或改变成电阻电容并联支路，或在参考电压为虚地端情况下将与虚地端连接的电阻电容并联改为串联，从而使确定频率下的运算放大器闭环，避免发生非工作频率的振荡的确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法。
实现本发明目的的技术方案是确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法，包括运算放大器电路，其特点是，在所述的运算放大器正反馈回路上附加或将原电阻/电容元件支路等效改变成一电阻电容串联支路；在所述的运算放大器负反馈回路上附加或将回路内原阻抗元件支路等效改变成一电阻电容并联支路。
上述确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法，其中，在保持运算放大器电路基本运算关系的情况下，其正反馈回路上附加的电阻电容串联支路的等效导纳值与负反馈回路上附加的电阻电容并联支路的等效导纳值相等或成确定比例。
上述确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法，其中，所述的成确定比例是指原型电路中放大器正输入端结点总导纳值与负输入端结点总导纳值不相等时，总导纳值间存在的确定比例。
上述确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法，其中，还包括参考点是虚地端的情况下，在运算放大器的正，负输入端与接地端各连接一电阻电容并联支路。
上述确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法，其中，在参考点是虚地端的运算放大器的正、负输入端与接地端连接的两电阻电容并联支路，在保持运算放大器电路基本运算关系的情况下，其电容值与电容值相等或成正比例，其电阻值与电阻值相等或成对应的反比例。
上述确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法，其中，所述的成正比例或成反比例是指原型电路中放大器正输入端结点总导纳值与负输入端结点总导纳值不相等时，总导纳值间存在的确定比例。
上述确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法，其中，还包括参考点是虚地端的情况下，在运算放大器的正、负输入端与地端各连接电阻电容并联支路。同时将连接在运算放大器正输入端与虚地端间的电阻电容并联支路变换成等值的电阻电容串联支路；该电阻电容串联支路内的电容值等于并联支路内电容值的两倍而电阻电容串联支路内的串联电阻值与串联电容在工作频率下的容抗模值相等。
上述确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法，其中，所述的电阻电容串联支路还可再与放大器正输入端与虚地端之间剩余的部分电导相并联。
上述确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法，其中，在运算放大器用于抵消电阻/电容负载的电流补偿电路时，在所述的运算放大器正反馈回路上的电阻/电容变换成一电阻值和容抗模值相等的电阻电容串联支路，同时在放大器的正输入端即原有负载连接的一端，在保持运算放大器电路基本运算关系的情况下，附加相对应的接地电容/电阻。
上述确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法，其中，所述的相对应的接地电容/电阻是指使放大器正输入端至接地端及放大器正输入端至低电位点的总阻抗中所有电阻的并联值与所有电容的并联容抗模值相等。
由于本发明采用了以上的技术方案，既能保证运算放大器电路稳定性，又能使运算准确度大大提高，而使用的工作频率也大大提高。
本发明的具体结构和性能由以下的实施例及其附图进一步给出。
请参阅附图。
图1a是运算放大器其输入端的电压参考点是接地端的原型电路图。
图1b、图1c是对应于图1a的本实用新型运算放大器电路其输入端的电压参考点是接地端的两种实施例示意图。
图2a是运算放大器电路其输入端的电压参考点是接虚地端的原型图；图2b、图2c、图2d、图2e分别是本实用新型运算放大器电路其输入端的电压参考点是接虚地端的几种情况实施例示意图。
图3a是运算放大器电路用于抵消电阻负载的电流补偿电路的原型图。
图3b、图3c、图3d、图3e、图3f、图3g分别是本实用新型运算放大器电路用于抵消电阻负载的电流补偿电路的几种实施例的示意图。
图4a是运算放大器电路正、负输入端结点总导纳值相等的电路原型图。
图4b是在运算放大器的正反馈回路附加电阻电容串联支路和在负反馈回路附加电阻电容并联支路的电路图。
下面结合各实施例作详细的说明。
本发明应用和实施的对象共分三大类第一类，针对运算放大器电路，其原型电路放大器输入端的电压参考点是接地端的情况。
第二类，针对运算放大器电路，其原型电路放大器输入端的电压参考点不是接地端而是虚地端的情况。
第三类，针对运算放大器电路，用于抵消电阻电容负载电流的电流补偿电路。
为便于表述，先对有关的元器件标识作以下的说明R1和C1表示在负反馈回路的电阻电容；R1’和C1’表示在正反馈回路的电阻电容；
Rd和Cd是指负输入端对地电阻电容；Rd’和Cd’指正输入端对地电阻和电容；Rp’和Cp’指正输入端与虚地端之间电阻电容。Rp′=1Cp′ω]]>请参阅图1a，这是针对运算放大器电路其输入端的电压参考点是接地端(归纳为第一类)的运算放大器的原型图。
图1b是本发明针对运算放大器电路其输入端的电压参考点是接地端(归纳为第一类)的情况的实施例示意图。本发明在该运算放大器的正、负反馈回路上加上串、并联电阻电容支路后的情形。在该实施例中，本发明实施例所设定的各种电路情况下，都要满足条件R1≈1c1ω(R1C1ω≈1),]]>其中ω＝2πf，ω是角频率，f是频率，其单位为Hz，还要满足条件C1≈C1′R1≈R1′。
同时，支路中电阻和电容近似地取以下值R1≈1c1ω]]>即R1c1ω≈1c1≈c1′R1≈R1′图中以Ya1′，Ya2′，Ya3′，Yb′分别与Ya1，Ya2，Ya3，Yb近似相等为例(这是通常的做法)。但是，如果前者是后者的n1倍，运算放大器的基本关系式仍不变，在这种情况下，实施例图中的2C1′必须相应地改变为2n1C1′，而图中的 必须相应地改变为 。另外，这种情况下，放大器正输入端结点的总导纳值与放大器负输入端结点的总导纳值间存在的确定比例是n1。
见图1c实施例，其作用原理与图1b实施例基本相同，差别在于其正反馈回路是由原型运算放大器的输出端连接一“-1”运算放大器即倒相器，由于有了倒相器，此正反馈回路内电阻电容串联支路的一端接倒相器输出端，电阻电容串联电路的另一端则与原型运算放大器的负输入端连接。该实施例电路与图1b实施例相比较，其优点是正反馈支路将不受原型运算放大器正输入端结点总导纳值的影响，即不受原型放大器正负输入端结点总导纳间比例的影响。如果用倒相两倍电压放大器代替该倒相器，可使正反馈支路内的串联电阻值和串联电容值分别与负反馈回路内附加的并联电阻和并联电容等值。
在运算放大器反馈回路上附加或变换电阻和电容的串并联支路的方法，具有显著的效果
1、当电路是微分型时，负反馈回路中的并联的电容起作用，抑制了高频谐波(对输入电压U1中的高频谐波)的高倍放大，从而抑制了输出电压U0的波形失真和高频振荡；2、当电路是积分型时，由於积分型的特点对直流和低频存在失调和被干扰的固有缺陷，附加了支路以后，并联的电阻起作用，使原先闭环中直流和低频的负反馈很弱，变为与工作频率相近的较强负反馈，从而避免了直流失调和低频干扰。
3、当电路是电阻比例时，由于附加支路中的并联电容，可以避免电路可能发生的高频振荡，为了不破坏原型电路运算放大器的基本运算关系式，必须在正反馈回路同时附加电阻电容的串联支路。
4、当频率较高(相对工作频率而言)时，电容相当于短路，但正反馈回路中的串联电阻起作用，保证正反馈远比负反馈弱。
5、当频率较低时，电容相当于高阻抗甚至开路，正反馈强度非常弱，远远不能与负反馈回路的负反馈强度相比，保证稳定性的作用。
图2a是输入参考点是虚地时的原型图，在放大器的正输入端与虚地端间有导纳Yb′连接。
本发明在运算放大电路输入参考点是虚地端时，针对放大器正输入端的与虚地端(VG)连接的Yb′中所含电阻，电容的不同情况，给出四个实施例，如图2(b)，图2(c)、图2(d)和图2(e)所示。本发明所述的虚地端，在电路中像是接地端，实际上又不是接地端，它是虚地跟随器的输出端，跟随器的输入与虚地连接，此种跟随器起着重复虚地电压的作用。当接地端D用虚地端VG代替时，仅采用前述实施例1附加支路的方法还不能保证电路的稳定。这是因为虚地端实际上对运算放大器电路构成不易被人们觉察的新的反馈通道从而带来电路不稳，同时虚地端是跟随器的输出，应被视为新的干扰源。应指出的是用VG表示的虚地端应与后面将提到的低电位点LV(有时也称虚地)区别开来。
图2b和第一类一样，在其正负反馈回路上各连接一串、并联的电阻电容支路，除此以外，本发明还在放大器的正负输入端与地间分别连接一电阻和电容并联支路。
如前所述虚地端VG是新的反馈环节又是干扰源，附加对地Rd和Kd和Rd′，Cd′后使干扰讯号从接地端旁路，并削弱反馈作用，虽然电路的电压参考点是虚地(VG)，对放大器的正负输入端附加等值的支路后，并不改变参考点的性质，而应把对虚地VG来说有一个共模的接地端D电压的共模输入，众所周知，共模输入是不会改变运算放大器电路的基本运算关系式的。
对附加对地电阻电容，Rd，Cd，Rd′，Cd′，并不要求Rd和 相等，只要能够满足稳定性要求，可以使Rd≠1Cdω,]]>Rd′≠1Cd′ω,]]>但C值取较小值，R值取较大为宜。当然可以使Rd和Cd的并联模值与负反馈回路中的阻抗或导纳值相近，但Cd值不宜过大，R值不宜过小。
见图2c，当运算放器电路，原型电路中，放大器正输入端与虚地端连接的Yb′出现电阻和电容的并联，而且并联电阻Rp′和并联电容Cp′刚好在工作频率下符合Rp′≈1Cp′ω]]>。这种情况下，本实施例所采用的附加措施是在图2b的基础上，要把Rp′和Cp′从并联的状态改变为等值(确定频率下等值)的串联状态。只要满足条件当Rp′≈1Cp′ω]]>就可将原型的Rp′与Cp′的并联状态改变为2Cp′与 的串联状态。
这样从虚地端VG来的高频或低频干扰讯号不仅从Rp′和Cp′旁路，而且对高频，串联状态中的电容相当於短路而串联电阻担负着抑制高频输入讯号的输入强度，对低频，串联状态中的电容担负着抑制低频输入讯号的输入强度。
见图2d，实施例4，当运算放大器电路，原型电路中，放大器正输入端与虚地端连接中出现电阻和电容的并联，而其并联电阻R与并联电容C的关系为R<Rp′≈1Cω]]>，在此Cp′即C，令1R=1R′+1Rp′,]]>Rp′=1Cω]]>。
本发明将Rp′和C的并联支路改换成2Cp′和 的串联支路后再和Rk′并联。
见图2e，当运算放大器电路，原型电路中放大是正输入端与虚地端连接的Yb′中出现电阻和电容的并联，而其并联电阻R与并联电容C的关系为R>Rp′≈1Cp′ω]]>时(其中C＝Cp′)，则取Rk使1Rp′=1R+1Rk]]>即1Rk=1Rp′-1R]]>，在这种情况下，必须将Rk转换至放大器的负输入端，同时将Rk另一端与虚地端VG相连接，只有这样才能保持原型运算放大器电路的基本运算关系式不被破坏。
图2d和图2e实施例所采用的措施能够提高运算放大器电路稳定性的理由与图2c实施例中所述相类同。
在各种情形下，放大器负输入端至地D的Rd和Cd可以改换成电阻和电容的串联形式，或电阻电容串联后再和电阻并联或电阻电容串联后再和电容并联。
请见图3a、图3b、图3c、图3d、图3e、图3f、图3g。
其中图3a是一般运算放大器电路用于抵消电阻、电容负载电流的电流补偿电路的原型图；图3b、图3c、图3d、图3e、图3f、图3g分别是本实用新型运算放大器电路用于抵消电阻，电容负载电流的电流补偿电路的几种情况实施例示意图(归纳为第三类)。
请见图3a，这是一般抵消电阻负载的电流补偿电器常用原型电路图。原型电路在闭环正常的情况下，放大器负输入端的电压亦应近似等于UB，这样流经两等值串联电阻R上的电流因放大器负输入端的高输入阻抗而相等，很明显运算放大器闭环的输出电压必须为2UB。从负载端B至低电位点LV的负载电阻RL上的电流等于UB/RL。如果从运算放大器输出端的输出电压2UB至负载端B点的电压UB之间的补偿电阻RL′近似等于RL，则经过RL′的电流为2UB-UBRL′]]>即 ，此电流与负载电流 的电流值近似相等对B点而言方向相反，因此就起到补偿作用。这是通常电流补偿电路的基本工作原理。所谓低电位点LV，通常它不是运算放大器的输出端，而一般通过阻抗ZC与某电压UC相连接。当负载端B所连接的ΔZ阻抗较大或阻抗Zc结构复杂时，不稳定的情况就会出现，众所周知，电流补偿电路的重要特点是放大器正端与负载端B相连接，而放大器的正端即正反馈端是极其敏感的很容易形成正反馈，从而产生振荡和失调，使运算放大器闭环处于不正常状态，不能达到电流补偿的目的，还对相关的电路带来麻烦。本发明的目的之一是解决这种电路的稳定性问题。
见图3(b)实施例，这是针对原型电路图3(a)抵消电阻负载的电流补偿电路为提高电路稳定性而采取的基本措施。在保持运算放大器电路基本运算关系的前提下，把正反馈回路内原型是补偿电阻RL′支路改变成电阻电容串联支路，为使这种改变等效和有效，必须同时在放大器的正输入端即负载端，附加相对应的接地电容C′。当负反馈一侧是由两等值电阻R构成的分压电路时，电容C′的取值是按其容抗模值与负载电阻RL值相等来决定。这样在正反馈回路内等效和有效的变换应该是电容2C′和电阻 相串联的支路。实际上在确定频率下，其条件是RL′≈1C′ω]]>。这样就能在保持电路稳定的情况下，实现工作频率下原型电路的电流补偿的目标。由于在正反馈回路改变成电阻电容串联支路，而同时在放大器正输入端即负载端有一接地的旁路通道，因此在工作频率以外的高频或低频情况下，使电路不能形成强的正反馈，并使运算放大器在高频和低频时的负反馈总是强于正反馈，从而避免振荡和失调。
见图3(c)实施例，这是针对原型电路图3(a)抵消电阻负载的电流补偿电路为进一步提高其稳定性而采取的附加措施。这就是在正反馈一侧保持与图3(b)实施例相同，而把负反馈一侧两等值电阻R构成的电路改变成电阻电容并联和串联构成的电路。这是典型的把负反馈回路内原电阻元件支路等效改变成一电阻电容的并联支路，为了使负反馈回路内这种改变有效，也就是实现等效的改变，必须在放大器负输入端对地的原来R支路作相应的改变。由于在负反馈回路已改变成电阻电容的并联，因此使运算放大器电路防止高频振荡的能力更强。不过图3(c)实施例并不是非采用不可，这主要取决于与负载端连接的ZC和ΔZ的构成如何。如果图3(b)所采用的措施足以使电路稳定，则采用图3(c)中的措施会带来不必要的麻烦。因为选用两等值电阻R，比选用电阻电容串并联两支路中4个等值的元件要方便得多。然而在图3(b)不足以满足电路稳定性要求的情况下，除图3(c)以外还有一种较佳的选择，这就是图3(d)实施例。
见图3(d)实施例，这是由图3(b)图3(c)相结合的电路，这是一种在图3(b)实施例还不足以满足电路稳定要求，而采用图3(c)实施例又没有必要的情况下的较佳选择。原因在于选用电阻标称值任意的两等值电阻极为方便，麻烦在于4个不等值的电阻电容元件，其准确度要求越高越麻烦。在图3(d)实施例中允许附加在R旁的电阻电容串并联支路，其等效的导纳值(模值)在数量上较等值电阻的电导值 为小，也就是电阻电容支路的等效阻抗模值远较等值电阻R大，人们知道并联在R旁的支路，其阻抗模值越大，影响就越小，这样对附加的支路中的电阻值和电容值的相对准确度要求也就越低，而选用准确度要求不高的电阻电容元件是方便的，价格也低。实践证明，常常在负反馈回路上并联上一容量较小的电容元件就可以使高频振荡停止，这就说明在影响稳定性要求较高的情况下，图3(d)实施例中的措施是很有实用性的，该实施例电路也是运算放大器负反馈回路上附加电阻电容并联支路的例子之一。
见图3(e)实施例，这是与图3(b)实施例本质上相同，但它是针对原型电流补偿电路中，负反馈一侧不是由等值电阻R构成而由两个不等值的电阻构成的电路，所采取的提高电路稳定性的措施。如图3(e)所示，负反馈回路的电阻m1R。这样，正反馈回路中相串联的电容和电阻值要作相应的改变；即串联电容值由2C′改为由 ，而串联电阻值 改为 通常的电流补偿电路中负反馈一侧分压电路均采用等值电阻，只有在特殊的场合，例如当负载端的电压UB较高，而运算放大器所允许的最大输出电压又不足以提供2UB时，取较小的m1值(m1＜1)就显得必要。必须指出，在这种情况下，不仅仅可以按照图3(e)的实施例进行而且还可以采用类似于图3(c)和图3(d)实施例中的措施。当然原理上m1亦可以取大于1的值。
见图3(f)实施例，这是针对负载是电容时的电流补偿电路采取的措施以提高电路的稳定性，其理由与图3(b)实施例中所述基本相同。略有不同的是在于图3(b)中的负载电阻与低电位点(LV)连接，而图3(f)中负载电容与低电位点(LV)连接，只要把低电位点(LV)与虚地联系起来考虑，就可知后者出现的情况要比前者复杂，因为电容与虚地连接往往隐藏着更多的使电路不稳定的因素；图3(g)实施例中的附加措施有助于稳定性问题的进一步解决。
见图3(g)实施例，这是为克服负载电容与低电位点(LV)连接，给电路带来的高频干扰而采取的措施。图3(g)实施例实际上是在图3(f)实施例的基础上，在运算放大器正反馈回路上附加更强的电阻电容串联支路。同时在放大器正输入端即负载端，在图3(f)的基础上，再附加相应的对地电阻电容的并联支路。对正反馈回路来说，电阻电容串联支路旁边再并联上电阻电容串联支路，其综合结果还是电阻电容串联支路；然而，对放大器正输入端即负载端而言，另加了对地的电容电阻并联支路，这样就为高频波讯号提供了更好的对地旁路的通道，从而抑制高频振荡。
另外，对图3(g)实施例电路的解析可以不通过图3(f)实施例电路而直接从原型抵消电容负载的电流补偿电路来解析即在运算放大器用于抵消电容负载的电流补偿电路时，在运算放大器正反馈回路上的电容变换成一电阻值和容抗模值相等的电阻电容串联支路，同时在放大器的正输入端即原有负载连接的一端，在保持运算放大器电路基本运算关系的情况下，附加相对应的的接地电阻和电容；在此，相对应的接地电容/电阻是指使放大器正输入端至接地端及放大器正输入端至低电位点的总阻抗中所有电阻的并联值与所有电容的并联容抗值相等。
关于采用本发明专利措施提高电路稳定性的情况下，运算放大器电路仍能保持原型电路基本运算关系的论证，下面将以一般化的运算放大器为例，作出数学推导。
对原型运算放大器电路，取放大器正输入端结点总导纳值与放大器负输入端结点总导纳值相等为例，其电路示意图如图4(a)。
采用本发明技术之一，在运算放大器负反馈回路附加电阻电容并联支路，在运算放大器正反馈回路附加电阻电容串联支路之后的电路示意图如图4(b)。
数学论证如下(一)先讨论原型电路。Ui是输入电压，Uo是输出电压，而e是运算放大器负输入端与正输入端之间的残余差值电压。根据线性叠加原理，结点的最终(叠加结果)电压是各个输入分别折合到此结点的电压的叠加，即e=YaUi(Ya+Yb)+YbUo(Ya+Yb)-----(1)]]>设放大器的开环放大倍数为K，考虑到负反馈，应有如下等式-ke＝Uo(2)(1)式代入(2)式得-k(YaUiYa+Yb+YbUoYa+Yb)=UO]]>即-kYaUi(Ya+Yb)=UO(1+kYbYa+Yb)----(3)]]>∴UO=-kYaUi(Ya+Yb)(1+kYbYa+Yb)=-YaUi(Ya+Yb)k+Yb=-YaUiYb[1+Ya+YbKYb]---(4)]]>从(4)式可知，当K→∞时，Uo≈-YaYbUi]]>，这就是运算放大器的基本运算关系式。
(二)在论证附加电阻电容串并联支路之前，对并联支路和串联支路在确定频率下的导纳值进行比较。
并联支路其导纳值Y1=1R1+jC1ω=1R1(1+jR1C1ω)-----(5)]]>串联支路其导纳值Y1′=1(12R1′+1j2C1′ω)=2C1′ω(R1′C1′ω+1j)=2C1′ω(R1′C1′ω-j)---(6)]]>取R1C1ω≈1，R1′C1′ω≈1就有C1′ω=1R′]]>并取R1＝R1′＝R则(5)式变为Y1=1R(1+j)---(7)]]>(6)式变为Y1′=2C1′ω(1-j)=2R′(11-j)=2R(1+j1-j2)=2R(1+j1+1)=1R(1+j)----(8)]]>可见(8)式和(7)式相等，即Y1＝Y1′＝Y(9)(三)下面讨论附加成对支路后的电路。用en和ep分别代表负输入端和正输入端的最终(叠加结果)电压，附加成对支路后en=YaUi(Ya+Yb+Y)+(Yb+Y)Uo(Ya+Yb+Y)----(10)]]>ep=YUo(Ya+Yb+Y)-----(11)]]>-k(en－ep)＝Uo(12)将(10)式和(11)式代入(12)式，得-k[YaUi(Ya+Yb+Y)+(Yb+Y)Uo(Ya+Yb+Y)]+kYUo(Ya+Yb+Y)=Uo-----(13)]]>对(13)式左边整理化简有-kUaUi(Ya+Yb+Y)-kYbUo(Ya+Yb+Y)=Uo]]>即-kYaUi(Ya+Yb+Y)=Uo[1+kYb(Ya+Yb+Y)]]]>便得下式Uo=-kYaUi[1+kYb(Ya+Yb+Y)](Ya+Yb+Y)=-YaUi[(Ya+Yb+Y)k+Yb]=-YaUiYb[1+(Ya+Yb+Y)kYb]]]>比较(14)式和(4)式，可见其差别仅在于分母的误差项。(14)式比(4)式误差项中增加了 。如果Y和Yb在数量级相近似，那么为提高电路稳定性所带来的附加误差是可以允许的(若原来的误差是0.2％，附加导纳值近似为Y的成对支路后，其误差将变为0.3％)。通常，只要能够满足提高电路稳定性的要求，附加支路导纳值Y宜低不宜高，甚至在数量级上比Yb低。总之(9)式Y1＝Y′1＝Y是一个很重要的前提，在此前提下，Y值可大可小，可以与Yb无关。
本发明的优点是(一)对积分电路通常为防止交流状态工作时的直流失控，一般采用T型网络；而本发明远较附加T型网络优越，高效率而无阻尼时间长之忧。
(二)微分电路中，因为微分电路对高频电路的负反馈很弱，谐波频率越高对电路干扰就越大。而采用本发明方法，可使高频闭环负反馈和工作频率状态相近，对高频谐波无特别大作用。
(三)在倒相电路情况下，如果地的连接点不是直接的地而是虚地跟随器的输出端，这样会出现反馈情况，也会出现振荡，采用本发明方法后可避免此种振荡现象发生。即使参考点不是虚地端，采用本发明也会带来益处，因为有些放大器集成块内部结构会带有微分电路的性质。实践证明，采用本发明方法后可避免高频振荡情况的出现。
(四)对电流补偿电路，通常要求补偿的程度并不高，例如补偿电流的补偿效率95％或稍高即可，这就说附加支路的匹配准确性并不高。而许多情况下容易发生振荡，采用本发明方法以后就可避免这种振荡情况发生。
(五)复合导纳装置中电路复杂，采用本发明方法极为简单有效。
(六)电压变换(包括移相和量值变换)采用本发明可以使组合运算放大器电路提高变换的准确性的同时保持电路稳定。
(七)本发明应用的工作频率范围很广，可跨过100kHz到1MHz。
(八)本发明电路简单可靠，既能保证运算放大器电路稳定性，又能使运算准确度大大提高，而使用的工作频率也大大提高。
权利要求
1.确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法，包括运算放大器电路，其特征在于，在所述的运算放大器正反馈回路上附加或将原电阻/电容元件支路等效改变成一电阻电容串联支路；在所述的运算放大器负反馈回路上附加或将回路内原阻抗元件支路等效改变成一电阻电容并联支路。
2.根据权利要求1所述的确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法，其特征在于，在保持运算放大器电路基本运算关系的情况下，其正反馈回路上附加的电阻电容串联支路的等效导纳值与负反馈回路上附加的电阻电容并联支路的等效导纳值相等或成确定比例。
3.根据权利要求2所述的确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法，其特征在于，所述的成确定比例是指原型电路中放大器正输入端结点总导纳值与负输入端结点总导纳值不相等时，总导纳值间存在的确定比例。
4.根据权利要求1所述的确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法，其特征在于，还包括参考点是虚地端的情况下，在运算放大器的正，负输入端与接地端各连接一电阻电容并联支路。
5.根据权利要求4所述的确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法，其特征在于，在参考点是虚地端的运算放大器的正、负输入端与接地端连接的两电阻电容并联支路，在保持运算放大器电路基本运算关系的情况下，其电容值与电容值相等或成正比例，其电阻值与电阻值相等或成对应的反比例。
6.根据权利要求5所述的确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法，其特征在于，所述的成正比例或成反比例是指原型电路中放大器正输入端结点总导纳值与负输入端结点总导纳值不相等时，总导纳值间存在的确定比例。
7.根据权利要求1所述的确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法，其特征在于，还包括参考点是虚地端的情况下，在运算放大器的正、负输入端与地端各连接电阻电容并联支路。同时将连接在运算放大器正输入端与虚地端问的电阻电容并联支路变换成等值的电阻电容串联支路；该电阻电容串联支路内的电容值等于并联支路内电容值的两倍而电阻电容串联支路内的串联电阻值与串联电容在工作频率下的容抗模值相等。
8.根据权利要求7所述的确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法，其特征在于，所述的电阻电容串联支路还可再与放大器正输入端与虚地端之间剩余的部分电导相并联。
9.根据权利要求1所述的确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法，其特征在于，在运算放大器用于抵消电阻/电容负载的电流补偿电路时，在所述的运算放大器正反馈回路上的电阻/电容变换成一电阻值和容抗模值相等的电阻电容串联支路，同时在放大器的正输入端即原有负载连接的一端，在保持运算放大器电路基本运算关系的情况下，附加相对应的接地电容/电阻。
10.根据权利要求9所述的确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法，其特征在于，所述的相对应的接地电容/电阻是指使放大器正输入端至接地端及放大器正输入端至低电位点的总阻抗中所有电阻的并联值与所有电容的并联容抗模值相等。
全文摘要
本发明确定频率下提高运算放大器电路稳定性的方法,包括运算放大器电路,其特点是,在运算放大器正反馈回路上附加或改变成电阻电容串联支路,在运算放大器负反馈回路并或改变成电阻电容并联支路;还包括参考点是虚地端的情况下,在运算放大器的正、负输入端与地端各连接电阻、电容并联电路,同时,将连接在运算放大器正输入端与虚地端间的电阻电容并联电路变换成等值的电阻电容串联电路。本发明电路简单可靠,既能保证运算放大器电路稳定性,又能使运算准确度大大提高,而使用的工作频率也大大提高。
文档编号G06G7/12GK1327303SQ0110550
公开日2001年12月19日 申请日期2001年2月28日 优先权日2001年2月28日
发明者闻伍椿 申请人:上海朗鹰科技有限公司