专利名称：节能型交流稳压器的利记博彩app
技术领域：
本实用新型涉及一种交流稳压器，尤其是一种电能转换器容量较低的交流稳压器，具体地说是一种节能型交流稳压器。
背景技术：
众所周知，没有哪个地方的电压不随用电的峰谷而波动。从一百七八十伏到二百四五十伏，不尽相同，特别是城镇里一般用户电压都高于220V，特别是深夜电压更高，这种结果对线路的影响、对电器件的耗损都很大。近年来高科技产业快速发展，因此许多的精密设备被广为使用，高科技产业用户对电力品质的要求较传统性产业严格许多。而电力品质问题相当的多，如瞬间停电、电压过高、电压过低、噪声干扰、频率变动、电压闪烁与谐波等问题，其中有些是来自用户用电设备的操作不当与电源谐波污染，有些是制造厂商所制造的设备不良，此外是配电系统规划及操作不当引起。各种的电力品质问题导致高科技厂商生产停顿的事故，时有耳闻，且也远较其它问题严重，因此如何去改善电力品质以避免高科技厂商生产停顿造成损失，已成为当今电力界与高科技产业的重要研究课题，而不良电力品质的现象中，又以电压不稳的现象最容易发生，因此发展一种特性良好的交流稳压设备实有其必要。
目前电力品质中有关电压不稳的问题大概可分为电压过高、电压过低、电压骤降、电压突升、电压闪烁、电压突波及瞬间停电等问题。长周期电压变动通常在早晨、中午、晚间的用电尖峰附近，或供给电力发生变化时所发生，较少影响到一般电器。短周期电压变动表现为周期短且不规则的电压变动。瞬间的电压变化一般发生在开关切换或雷击；电压突升造成的原因可能有打雷、开关切换或电弧接地故障。电压突降造成的原因可能有重载设备的激活、电力系统发生接地故障或电力系统开关操作。电压过高造成的原因可能有轻载时无效电力过剩或输电系统的电压过高。电压过低造成的原因可能有重载、输电系统的电压过低、线路重载压降大、线路过长压降大或电力不足时的降压运转。
电压不稳对电力系统及仪器设备的影响电压不稳对电力设备的影响主要有控制电路的误动作；用电设备的动作异常；电力设备的过压破坏。
目前解决电压不稳的方法非常多，但因为电压不稳的情况很多，所以各种情况的解决方法也不尽相同，一般而言可由下列几个方面来考量(1)不间断电源(UPS)传统的UPS分成两大类型-在线型和离线型，它们的基本架构类似，如图1所示，均由整流充电器、蓄电池、逆变器及一些开关组成，但其操作方式却有显著不同，在离线式不断电系统中，当市电正常时，负载接在市电端，负载所消耗的功率直接由市电供应，且蓄电池经由整流充电器充电，此时逆变器处于无载运转，当市电故障瞬间，负载立刻跳接到逆变器端.此时存在蓄电池的直流能量，经由换流器转换成交流电能继续供应负载使用；而在线式不断电系统当市电正常时，市电经整流充电器转换成直流电源，一部分对蓄电池充电，另一部分则经由换流器再转换成交流电源供应负载使用，当市电故障则此时换流器将转换蓄电池储存的能量到交流电源以供应负载使用，由此，可观察到离线式不断电系统其整体效率较高，因为市电正常时，负载所须的功率由市电直接供应，但亦由于市电正常时，负载直接接到市电，所以它无法改善市电供电的品质，且无法阻隔市电的干扰，因此只能改善供电可靠度，反的在线式不断电系统因为负载的功率无论市电正常与否均由逆变器供应，故可以控制供电品质，并阻隔市电的干扰，但由于供应负载的功率需要经过两个电力转换级，所以效率较差。利用UPS来解决电力品质不佳的问题效果虽佳，但其耗费成本亦较高。
(2)传统交流电源稳压器交流电源稳压器是较常用于改善电压不稳的装置，通常叫稳压器，或者电力调节器，可分成五种，1、感应式交流电源稳压器此种型式电源稳压器其接线和升压自耦变压器一样，其构造却像绕线式感应电动机，可借着伺服机构带动而达到稳压的功能。此型交流电源稳压器是借着一次绕组与二次绕组间的位置关系而达到稳压的目的，所以不会有波形失真的问题，不需外加谐波滤波器，输出电压即为正弦波。由于是伺服机构带动转子，因而可以平滑调整，稳压特性良好，一般而言，它的稳压率可达到±2％左右，因为需机械调整，所以它的反应时间较慢，通用性受到限制。2、接头变化式交流电源稳压器此类电源稳压器的工作原理为当输出电压偏离设定电压时，改变电压补偿器的接头而达到稳压的功能。由于此类型变压器的输出电压由抽头决定，因此它的输出电压有瞬间变化的现象，至于其输出电压的波形在稳态时为正弦波，但继电器式在抽头切换时会产生火花，而使输出电压有瞬时噪声存在。其反应时间继电器式为35ms，固态切换式则为8ms。3、磁饱和式交流电源稳压器此类型交流电源稳压器乃是利用变压器铁心饱合的原理而达到稳压目的，但因其有铁心饱和现象，故须外加滤波器，否则输出电压为非正弦波，且因附加直流线圈及铁心，故其重量及体积较其它类型的电源稳压器为大。它的稳压率可达±1.5％，它的反应时间约为25ms。4、相位控制式交流电源稳压器此类电源稳压器是利用闸流体组件以相位控制方式控制电压补偿器的输出电压，而达到稳压的目的。其整个控制流程皆采用电子电路，故反应速度可在25ms以内。它的输出电压的控制大小由电力组件控制，而在每一半周电力控制组件导通区与未导通区间，输出电压与输入电压比不一样，故其输出电压为非正弦波，必须外加滤波器才可使输出电压波形为正弦波。正因为输出谐波含量较高所以一般不被采用。5、线性补偿交流电源稳压器此类型的电源稳压器由一升压绕组和一降压绕组组成，不论升压绕组或降压绕组，其一次侧都接于线性放大器，因此能提供正弦波补偿电压。此种型式的电源稳压器目前还属于研究阶段。因整个控制流程皆采用电子电路，故其稳压特性良好且反应时间相当快仅为8ms，而其稳压率可在±0.5％以内，输出波形为正弦波且不须外加滤波器，但因采用线性功率放大器，故其价格高于一般电源稳压器。
发明内容
本实用新型的目的是提供一种具有容量小、且不论市电电压是否畸变均能提供纯正弦且固定振幅的正弦波电压的节能型交流稳压器。
本实用新型的技术方案是一种节能型交流稳压器，其特征是它由补偿变压器T及其滤波电路L、C、电力开关管构成的逆变桥8、电压采样电路2、信号处理电路5、脉宽调制器控制电路6、电力开关管驱动电路7组成，补偿变压器T的初级U1接电力电源与负载1的相线回路上，补偿变压器T的次级U2通过滤波电路L、C接由电力开关管构成的逆变桥8的输出端，该逆变桥8的输入端接直流电源Udc；电力电源的相线同时通过电压采样电路2接信号处理电路5，信号处理电路5接接脉宽调制器控制电路6的输入，脉宽调制器控制电路6的输出通过电力开关管驱动电路7接电力开关管构成的逆变桥8的控制端。
所述构成逆变桥8的电力开关管采用绝缘栅型场效应管。
所述电力电源或是市电电源，或是工业三相电源。
在补偿变压器T的次级U2和脉宽调制器控制电路6之间接有电流保护电路4。
所述的信号处理电路5由无谐正弦波电路9、全波整流电路10、PI比较器11、第一加法器12、第二加法器13、乘法器14、放大电路K组成，电力电源的相线通过电压采样电路2接无谐正弦波电路9和全波整流电路10的输入端以及第一加法器12的一输入端，全波整流电路10的输出接第二加法器13的一输入端，第二加法器13的另一输入端接设定参考电压Vset，第二加法器13的输出通过PI比较器11接乘法器14的一输入端，乘法器14的另一输入端接无谐正弦波电路9的输出，无谐正弦波电路9的输出同时通过比较器15接电力开关管驱动电路7的对应输入端，乘法器14的输出接第一加法器12的另一输入端，第一加法器12的输出通过放大电路K接脉宽调制器控制电路6的输入。
本实用新型的有益效果本实用新型利用PWM斩波控制技术，通过新型大功率电力电子器-IGBT调节交流电能而构成的新型的串联式交流电源稳压器。不论原来市电是否为正弦波，仅需小容量的电力电子装置便可提供纯正弦且振幅固定的输出电压。它与目前国内市场现有流行的各种交流电源稳压器相比具有真正意义上的无极平滑调节、无触点、动态响应速度快可达ms级、稳压精度高且对电网无污染，对电网及用户无冲击，不产生低频次谐波干扰；输出波形不失真、不畸变等无可比拟的优点。输出精度高，实际精度可达到±0.5％，即便在正补偿与负补偿变换瞬间，输出电压波动也不超过额定电压的1％；负载无选择性，对感性负载、阻性负载、容性负载都适用；可采用全固态器件每相只需一台变压器，因而重量轻，体积小，自身功耗少；适用范围广，不仅仅具有滤波稳压的作用，因其体积小，精度高，同时还可以提供连续可调的调压功能，广泛用于照明控制和工业控制上；通过改变控制方式也可作为UPS或特种频率电源使用。可节约大量的电能。
图1是现有的USP的结构框图。
图2是本实用新型的单相稳压器的结构示意图。
图3是本实用新型的电源稳压器的等效电路图。
图4是本实用新型的单相稳压器的控制电路原理框图。
图5是本实用新型的单相稳压器的主电路和控制电路框图。
图6是本实用新型的脉宽调制芯片的内部框图。
图7是正弦波信号发生电路图。
图8是本实用新型的电压采样和信号处理图图9是本实用新型的大功率晶体管驱动电路原理图。
图10是本实用新型的过流保护电原理图。
图11是本实用新型的反馈调压电路的电原理图。
图12是本实用新型的输出电压波形图。
图13是本实用新型的稳压器的特性波形图。
图14是本实用新型的稳压器非线性负载加载时的瞬时实测结果图。
图15是本实用新型的稳压器非线性负载减载时的瞬时实测结果图。
图16是本实用新型的三相电源用交流稳压器的电原理图。
具体实施方式
以下结合附图和实施例对本实用新型作进一步的说明。
如图2～15所示。一种节能型交流稳压器，它由补偿变压器T及其滤波电路L、C、电力开关管构成的逆变桥8(可采用绝缘栅型场效应管构成)、电压采样电路2、信号处理电路5、脉宽调制器控制电路6、电力开关管驱动电路7组成，补偿变压器T的初级U1接电力电源与负载1的相线回路上，补偿变压器T的次级U2通过滤波电路L、C接由电力开关管构成的逆变桥8的输出端，该逆变桥8的输入端接直流电源Udc；电力电源(市电电源或工业三相电源)的相线同时通过电压采样电路2接信号处理电路5，信号处理电路5接脉宽调制器控制电路6的输入，脉宽调制器控制电路6的输出通过电力开关管驱动电路7接电力开关管构成的逆变桥8的控制端。
所述的信号处理电路5如图4，它由无谐正弦波电路9、全波整流电路10、PI比较器11、第一加法器12、第二加法器13、乘法器14、放大电路K组成，电力电源的相线通过电压采样电路2接无谐正弦波电路9和全波整流电路10的输入端以及第一加法器12的一输入端，全波整流电路10的输出接第二加法器13的一输入端，第二加法器13的另一输入端接设定参考电压Vset，第二加法器13的输出通过PI比较器11接乘法器14的一输入端，乘法器14的另一输入端接无谐正弦波电路9的输出，无谐正弦波电路9的输出同时通过比较器15接电力开关管驱动电路7的对应输入端，乘法器14的输出接第一加法器12的另一输入端，第一加法器12的输出通过放大电路K接脉宽调制器控制电路6的输入。
本实用新型还可在补偿变压器T的次级U2和脉宽调制器控制电路6间接有电流保护电路4，电流保护电路4可采用图10所示的电路，其输入从运放(LM339)的输入端及其电阻R1、R3引出，它们通过电流互感器PT接补偿变压器T的次级U2(见图2)，其输出从运放(LM339)的输出端引出接脉宽调制器控制电路6的保护封锁端10脚(见图6)。
本实施例中的电压采样电路2可采用图8中的电压采样电路。信号处理电路5可采用图8中的信号处理电路。脉宽调制器控制电路6可采用型号为SG3524的脉宽调制芯片来实现，其内部框图如图6所示。电力开关管驱动电路7采用图9中的驱动模块。本实施例中的信号信号处理电路5，脉宽调制器控制电路6等电路可采用单片机(型号可为MR16)加以实现，以简化电路。
本实施例中的直流电源Udc可直接采用蓄电池供电，也可通过交流电源经变压、整流、滤波后得到。
本实施例还可组成如图16所示的用于三相电源的节能型交流稳压器。
下面以单相为主对本实用新型各组成部分作进一步的说明。
电压不稳会导致输出电压偏高或偏低，如能于线路中串联一大小可控的电压源，即可使输出电压稳定在设定值下，本实用新型根据就是根据该理论设计而成的。图3为本实用新型的电源稳压器的等效电路，VC(t)为一固态电能转换器组成的交流电压源，此交流电压源的大小由电源电压的大小来决定，如电源电压偏低，则VC(t)变为正值，使VL(t)升到达设定值；如电源电压偏高，则VC(t)变为负值，使VL(t)降到设定值。当电源电压Vs(t)为一谐波失真的电压源时，则Vc(t)产生与谐波失真电压反向180度的电压将之消除，确保VL(t)为一无谐波污染的正弦波。由于此方法的电力转换器只需供应市电与预期负载电压的压差，故电能转换器的容量约只需20％，与传统电源稳压器需负担100％相比，大大降低调节器的容量。
本实用新型的交流电源稳压器系统硬件结构与控制方块图如下所述1、图4和图5所示为电源稳压器的架构及控制方块图，其中一组电力转换器经变压器耦合串联于电源与负载之间，经由电力转换器提供补偿电压，以达到不论市电电压偏高或偏低皆能使负载端的电压维持在稳压的状态，此外此电源稳压器亦具有阻隔电源电压谐波的功能。由图4中可看出变压器取得的负载电压信号分成三个路径，一路经由全波整流及滤波以取得负载电压的大小经与设定的负载电(Vset)比较而得到误差信号，再将此误差信号经PI控制器得到振幅信号V1，而另一路径则产生不含谐波的参考正弦波，此正弦信号与V1相乘可得到负载端电压的理想期望电压的波形与振幅，uc再与实际量到的负载端电压VL比较，得到的误差经放大器(K)后送到PWM电路，以产生电力转换器中电力电子开关的切换信号，经电力电子开关的切换使得电力转换器产生一补偿电压，以补偿电源电压的谐波及电压变化。
2、主电路的实现。图5为主电路图4为控制电路框图。交流输入电压经过共模抑制环节后，再经工频变压器降压，然后整流得到一个直流电压，此电压经过升压电路进行升压，在直流环上得到一个符合要求的直流电压350V(50Hz/220V交流输出时)。DC/AC变换采用全桥变换电路。为保证系统可靠运行，防止主电路对控制电路的干扰，采用主、控电路完全隔离的方法，即驱动信号用光耦隔离，反馈信号用变压器隔离，辅助电源用变压器隔离。过流保护电路采用电流互感器作为电流检测元件，其具有足够快的响应速度，能够在IGBT允许的过流时间内将其关断。
3、控制及保护电路(包括信号处理电路5和脉宽调制器控制电路6等电路)。该电路可用单片机MR16或者TMS320F-240和一块芯片SG3524和一块函数芯片ICL8038。为了降低成本，使用两块集成PWM脉冲产生芯片SG3524和一块函数芯片ICL8038，使得控制电路简洁，易于调试。
3.1SG3524的功能及引脚图6所示为SG3524的结构框图和引脚图，SG3524工作过程是这样的直流电源Vs从脚15接入后分两路，一路加到或非门；另一路送到基准电压稳压器的输入端，产生稳定的+5V基准电压。+5V再送到内部(或外部)电路的其他元器件作为电源。如图6所示。振荡器脚7须外接电容CT，脚6须外接电阻RT。振荡器频率f由外接电阻RT和电容CT决定，f＝1.18/RTCT。本实用新型将提升电路的开关频率定为10kHz，取CT＝0.22μF，RT＝5kΩ；逆变桥开关频率定为5kHz，取CT＝0.22μF，RT＝10kΩ。振荡器的输出分为两路，一路以时钟脉冲形式送至双稳态触发器及两个或非门；另一路以锯齿波形式送至比较器的同相端，比较器的反向端接误差放大器的输出。
误差放大器实际上是个差分放大器，脚1为其反向输入端；脚2为其同相输入端。通常，一个输入端连到脚16的基准电压的分压电阻上(应取得2.5V的电压)，另一个输入端接控制反馈信号电压。本实用新型的系统电路图中，在DC/DC变换部分，SG3524芯片的脚1接控制反馈信号电压，脚2接在基准电压的分压电阻上。误差放大器的输出与锯齿波电压在比较器中进行比较，从而在比较器的输出端出现一个随误差放大器输出电压高低而改变宽度的方波脉冲，再将此方波脉冲送到或非门的一个输入端。或非门的另两个输入端分别为双稳态触发器和振荡器锯齿波。双稳态触发器的两个输出端互补，交替输出高低电平，其作用是将PWM脉冲交替送至两个三极管V1及V2的基极，锯齿波的作用是加入了死区时间，保证V1及V2两个三极管不可能同时导通。最后，晶体管V1及V2分别输出脉冲宽度调制波，两者相位相差180°。当V1及V2并联应用时，其输出脉冲的占空比为0％～90％；当V1及V2分开使用时，输出脉冲的占空比为0％～45％，脉冲频率为振荡器频率的1/2，在本实用新型的系统电路图(图5)中，两块SG3524都为并联使用。当脚10加高电平时，可实现对输出脉冲的封锁，进行过流保护。
3.2利用SG3524生成SPWM信号按照上述SG3524的工作原理，要得到SPWM波，必须得有一个幅值在1～3.5V，按正弦规律变化的馒头波，将它加到SG3524-2内部，并与锯齿波比较，就可得到正弦脉宽调制波。正弦波电压ua可有电源电压经精密滤波后得到，当需要全压供电时可由函数发生器ICL8038产生。ICL8038引脚和具体的接法如图4所示。正弦波的频率由R1，R2和C来决定，f＝0.15/(R1+R2)C，为了调试方便，我们将R1及R2都用可调电阻，R2和R是用来调整正弦波失真度用的。在实验中我们测得当f＝50Hz时，R1+R2＝9.7kΩ，其中C＝0.22μF。
负载电压信号，一路经由全波整流及滤波以取得负载电压的大小经与设定的负载电(Uset)比较而得到误差信号，再将此误差信号经PI控制器得到振幅信号uc，而另一路径则产生不含谐波的参考正弦波，此正弦信号与uc相乘可得到负载端电压的理想期望电压的波形与振幅ud，ud再与实际量到的负载端电压ul比较，得到的误差经放大器(K)输入到SG3524-2的脚1，脚2与脚9相连，这样ud和锯齿波将在SG3524-2内部的比较器进行比较产生SPWM波ue。产生电力转换器中电力电子开关的切换信号，经电力电子开关的切换使得电力转换器产生一补偿电压，以补偿电源电压的谐波及电压变化。
3.3IGBT驱动电路设计常用的做法是用集成厚膜电路来驱动IGBT，一般选用M57959L或M57962L来推动50-400A的功率管。因为厚膜电路内置了光耦隔离，电流放大以及保护，所以只要加上稳定的偏置电压，选好栅极电阻会是比较成熟可靠的方案。M57962AL是厚模单列直插式封装，从左至右依次编号，其中9～12为空端。1端和2端故障检测输入端；4端接正电源VCC；5端驱动信号输出端；6端接负电源VEE；8端故障信号输出；13端和14端驱动信号输入端。M57962AL外围应用电路如图所示。图所示实际应用电路具有IGBT过流过压保护功能。当检测到输入1端的电压为7V时，模块判定为电路短路，立即通过光耦输出关断信号关断，从而使其5端输出低电平将IGBT的GE两端置于负向偏置，可靠关断。同时，输出误差信号使故障输出端8端为低电平，从而驱动外接的保护电路工作。延时2～3秒后，若检测到13端为高电平，则M57962AL恢复工作。稳压管DZ1用于防止D1击穿而损坏M57962AL，RG为限流电阻，DZ2和DZ3起限幅作用，以确保IGBT可靠开通与关断，而不被误导通或击穿。
3.4过流保护电路过流保护是利用SG3524的脚10加高电平封锁脉冲输出的功能。当脚10为高电平时，SG3524的脚11及脚14上输出的脉宽调制脉冲就会立即消失而成为零。过流信号取自电流互感器(对SG3524-1芯片串接在工频变压器的副边，对SG3524-2芯片串接在滤波电路前)，经整流后得到电流信号加至如图9所示过流保护电路上。过流信号加至电压比较器LM339的同相端。当过流信号使同相端电平比反相端参考电平高时，比较器将输出高电平，则二极管D2将从原来的反向偏置状态转变为正向导通，并把同相端电位提升为高电平，这一变化将使得电压比较器一直稳定输出高电平封锁脉冲，则提升电路停止工作，在正常状态下，比较器输出零电平，不影响提升电路工作。
3.5反馈调压电路反馈调压电路图如图11所示。当逆变器正常工作时，逆变器的输出信号接反馈变压器，其二次电压经整流，滤波，分压得到反馈电压uo，显然，uo的大小正比于逆变器的输出电压。调节W1可调节负反馈电压的大小，从而调节逆变器输出电压的幅值。uo控制信号被送到SG3524-1芯片的误差放大器的反相端脚1。误差放大器的同相端脚2接参考电平。这样，SG3524的输出脉冲的占空比就受到反馈信号的控制。调节过程是这样的，当逆变器输出因突加负载而降低时，它会使加在SG3524-1的脚1的输入反馈电压下降，这会导致SG3524-1输出脉冲占空比增加，从而使得驱动电路输出电压升高，逆变桥的直流电压升高，逆变器输出交流电压升高。反之亦然。可见，正是通过SG3524-1的脉宽调制组件的控制作用，实现了整个逆变器的输出自动稳压调节功能。
4、逆变器的实验结果。按本实用新型的SPWM逆变器方案试制了样机，其额定输出功率为300W，滤波器参数取L＝0.7mH，C＝5μF，滤波效果较好，样机的输出电压如图12所示。从直观看，电压波形正弦度较好。用此样机带负载运行，效果较好。的电源。另外，本实用新型的主控电路还可以独立当作可变频率的电源使用。
电力调节器整体实测结果为验证本实用新型的电力调压器的功能，将针对电源稳压器进行测试。电源稳压器的稳压特性如图4，由图中可看出本实用新型的电源稳压器稳压特性良好。图5所示为电源稳压器特性的实测结果，由图中可看出虽然电源电压含有谐波失真，但是负载端电压经电源稳压器后仍可得到失真非常低的电压，且电压亦稳定在110V附近，不致受电源电压大幅变化而有大波动，实测证明电源稳压器的稳压特性良好。
图14、图15所示为电源稳压器非线性负载加载及减载瞬时的实测结果图，由图中可看出电源稳压器的瞬时功能甚佳。图中(a)为市电电压，(b)为负载电压波形图。
权利要求1.一种节能型交流稳压器，其特征是它由补偿变压器T及其滤波电路(L、C)、电力开关管构成的逆变桥(8)、电压采样电路(2)、信号处理电路(5)、脉宽调制器控制电路(6)、电力开关管驱动电路(7)组成，补偿变压器T的初级U1接电力电源与负载(1)的相线回路上，补偿变压器T的次级U2通过滤波电路(L、C)接由电力开关管构成的逆变桥(8)的输出端，该逆变桥(8)的输入端接直流电源Udc；电力电源的相线同时通过电压采样电路(2)接信号处理电路(5)，信号处理电路(5)接脉宽调制器控制电路(6)的输入，脉宽调制器控制电路(6)的输出通过电力开关管驱动电路(7)接电力开关管构成的逆变桥(8)的控制端。
2.根据权利要求1所述的节能型交流稳压器，其特征是所述构成逆变桥(8)的电力开关管采用绝缘栅型场效应管。
3.根据权利要求1所述的节能型交流稳压器，其特征是所述电力电源或是市电电源，或是工业三相电源。
4.根据权利要求1所述的节能型交流稳压器，其特征是在补偿变压器T的次级U2和脉宽调制器控制电路(6)之间接有电流保护电路(4)。
5.根据权利要求1所述的节能型交流稳压器，其特征是所述的信号处理电路(5)由无谐正弦波电路(9)、全波整流电路(10)、PI比较器(11)、第一加法器(12)、第二加法器(13)、乘法器(14)、放大电路(K)组成，电力电源的相线通过电压采样电路(2)接无谐正弦波电路(9)和全波整流电路(10)的输入端以及第一加法器(12)的一输入端，全波整流电路(10)的输出接第二加法器(13)的一输入端，第二加法器(13)的另一输入端接设定参考电压，第二加法器(13)的输出通过比较器(11)接乘法器(14)的一输入端，乘法器(14)的另一输入端接无谐正弦波电路(9)的输出，无谐正弦波电路(9)的输出同时通过比较器(15)接电力开关管驱动电路(7)的对应输入端，乘法器(14)的输出接第一加法器(12)的另一输入端，第一加法器(12)的输出通过放大电路(K)接脉宽调制器控制电路(6)的输入。
专利摘要本实用新型针对目前的稳压器结构复杂、能耗高、稳压效果差的问题，设计了一种容量小、且不论市电电压是否畸变均能提供纯正弦且固定振幅的正弦波电压的节能型交流稳压器，其特征是它由补偿变压器T及其滤波电路(L、C)、电力开关管构成的逆变桥(8)、电压采样电路(2)、信号处理电路(5)、脉宽调制器控制电路(6)、电力开关管驱动电路(7)组成，补偿变压器T的初级U
文档编号G05F1/10GK2847684SQ200520076378
公开日2006年12月13日 申请日期2005年10月14日 优先权日2005年10月14日
发明者汤如标 申请人:南京上厚科技实业有限公司