专利名称：相控阵雷达的电路模件的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及相控阵雷达的电路模件。
为克服机械扫描雷达的问题，相控阵雷达已研究开发了二十多年。机械扫描雷达的实例一般采用由伺服马达转动的反射的抛物面天线。无论天线还是伺服马达，都是昂贵和笨重的；最大波束扫描速率受惯性和天线部件的有限马达功率的限制。
在相控阵雷达系统中，波束控制或波束成形，即雷达发射或接收方向的控制是电子的而不是机械的。这样的系统由一个天线元阵列组成，每个天线元被连接到雷达信号产生和接收电路上。每个天线元当馈以雷达频率(RF)功率时辐射，并通过产生一个接收信号来响应于适当频率的入射照射。接收信号通过与本振(LO)信号混频被下变频到中频(IF)，即采用常规的超外差检测。在发射时，输出雷达波束方向受加至阵中各个天线之上的RF驱动信号之间的相位关系所控制。如果驱动信号相互完全同相，则输出波束方向垂直于在平面系统情况下的相控阵(“位于瞄准轴线上”)。如果驱动信号相位随阵上天线之位置线性地改变，则输出波束与阵的瞄准轴线成一个角度。改变相位随位置变化的速率，改变输出波束倾角并提供作为阵位置函数的接收信号相角。这可以通过改变阵上LO相位或通过在接收信号路径中插入不同的延迟来实现。在接收或发射时，控制每个单个阵元上的信号相位为实现相控阵雷达的先决条件。常规的移相器采用切换的传输线长度、铁氧体器件或切换的电感和电容网络。它们体积大、价格贵且不理想。
相控阵雷达的发展受到相位控制的要求和需要增加雷达频率和功率的矛盾的阻碍。最好是采用尽可能高的频率以便对一给定角分辨率减小天线尺寸，天线尺寸与频率成反比。然而，当雷达频率增加时，雷达信号源的成本增加，可用功率减小。此外，适用于较高频率的电子元件的成本大大增加，它们的可获得性降低。例如硅集成电路不适合用于相控阵所要求工作的GHz频率。这已导致工作在GHz频率的GaAs单片微波集成电路(MMIC)的发展。
本相控阵设计原理是每个天线元备有各自的发送/接收电路模件，如Wisseman等人在Microwave Journal，1987，9，P.167-172上所述的那样。这个模件包括有一个相位控制用的移相器，一个发送功率放大器和一个接收信号用的低噪声放大器。它使用在1GHz以上频率，并由尺寸13.0×4.5×0.15mm的GaAs芯片组成。移相器是一个模拟电子电路，其提供16个相角的选择，由4位数字输入控制的开关来选取。芯片一半以上的面积花费在移相器上，因此移相器对芯片成本、故障率和生产不合格率负有很大的责任。这类芯片的特点是成本高、产量低。
可以在相控阵的接收方式工作中避免使用单独的移相器。这个方案涉及单独的天线信号的常规的下变频，然后数字化并在计算机中处理数字信号。计算机将数字信号乘以各自的加权系数，并取乘积之和，因而被组合来产生一个相应于接收波束形状的结果。然而对发送方式没有这个的等效步骤。
为了设法改善实现可控的相移的问题，已提出了模拟RF波形的直接数字合成技术。这个技术由R.J.Zavral在RF Design，1988，3，9.27-31上描述。它包括将所要求的模拟波形作为一组数字数值存储在存储器内，以所选频率相应的速率连续地读出该数值。一连串数字数值被加到数模变换器。该变换器输出是所要求的波形。相位的变化只要通过改变起始地址来实现。这个方法比采用模拟移相器电路要方便得多。它也有足够灵活性的很大优点，以补偿在相控阵系统中别处出现的不精确性引起的误差。例如，由单一阵模件放大器引起的相移可以在校准操作中被检测，它通过改变起始地址用在那个模件中施加的相移来补偿。
然而，直接数字合成具有下述缺点，即目前能产生的最高频率比小型相控阵雷达所要求的频率低十倍多。小型相控雷达要求发送频率为几GHz或更高，而数字合成被限于几百MHZ频率，因此，尽管工作在雷达频率的模拟移位器电路存在缺点，它仍在相控阵发送方式中以如Wisseman等人所述的器件被使用着。
本发明的目的是提供不要求RF模拟移相器的相控阵雷达用的电路模件。
本发明提供一个相控阵雷达用的电路模件，该模件包括下变频装置，用于将雷达频率(RF)接收信号变换为中频(IF)，和波束成形装置，用于配置与其它模件有关的雷达接收波束，其特征在于波束成形装置包括本振(LO)信号产生装置，用于产生在IF上具有数字控制相位的LO信号，和IF混频装置，用于将LO信号与IF信号混频。
本发明的优点是它不要求实现波束成形的RF模拟移相器。相位控制在IF上用数字实现，可以采用不适合于RF的低成本技术。正如后面将详述的那样，这保证本发明能以相对价廉的形式采用商品批量生产的元件建造。
在一个实施例中，本发明的模件被用于以接收或发送方式工作，下变频装置是可逆的，在接收方式用作镜象抑制混频器，在发送方式用作单边带上变频器，以便将RF信号与由LO信号产生装置产生的相位控制信号混合。在这个实施例中，该模件可能包括用于确定发送和接收信号路径的转换开关装置。它可以也包括两个放大器，用于分别放大被发送的信号和接收信号，每个放大器有一个输出端，被连接到至另一个的输入端。可逆下变频装置的使用，与现有技术相比大大降低在相控阵模件中所要求的电路数量。
模件可能包括许多类似的LO信号产生装置和IF混频装置，用于形成许多波束。IF混频装置可以被连接至模拟求和电路，用于通过将从许多类似的模件中的LO和IF混频所得的模拟信号求和来构成雷达接收波束。
LO信号产生装置可以被用作LO信号的直接数字合成。它另一方面可以被用作接收模拟IF参考信号和两个数字相位控制信号，并用于从其中产生一个相位控制LO信号。在这第二种方法中，LO信号产生装置可以包括有供给数字相位控制信号的一个控制总线，用于将数字相位控制信号变换为模拟电压的数模变换器，以及用于响应于IF参考信号和数字相位控制信号的输入产生相位控制LO信号的硅矢量调制器集成电路。
在模件中包含的下变换装置可以包括一个由RF放大器和RF混频器组成的集成电路。
本发明的模件是在与发射机模件的单独阵相结合的类似的接收机模件的相控阵中使用的一个接收机模件，其中LO信号产生装置包括有供给数字相位控制信号的装置，用于将数字相位控制信号变换为模拟电压的数模转换装置，以及用于响应于IF参考信号和数字相位控制信号的输入产生相位控制LO信号的硅矢量调制器集成电路，其中每个发射机模件也包括供给数字相位控制信号的一个控制总线，用于将数字相位控制信号变换为模拟电压的数模变换器，以及用于响应于IF参考信号和数字相位控制信号的输入产生相位控制IF信号的硅矢量调制器集成电路以及用于将相位控制IF信号和RF参考信号混频提供一个雷达发送信号的混频装置。
在一个优选实施例中，本发明的模件包括许多类似的LO信号产生装置和IF混频装置，用于形成许多波束。
为了更透彻理解本发明，现在将仅针对示例，参照所带的附图来描述它的实施例，其中
图1是相控阵雷达设备的方块图；图2和3是分别示出接收和发送方式的本发明的模件电路图，该模件用于图1的设备中；图4是在图2和3的模件中使用的可逆RF混频器的原理图；以及图5和6从原理上说明本发明的另一种相控阵电路模件。
图7是与使用于模件阵的模拟波束成形电路一起配置多个波束的本发明的模件电路图。
图8是使用数字波束成形电路的本发明的模件电路图。
图9从原理上说明用于接收/发送操作并包含有信号相位控制用的硅矢量调制器的本发明的电路模件。
图10从原理上说明包含有信号相位控制用的硅矢量调制器的本发明的单独的接收机和发射机模件，包括RF下变频用的集成电路的接收机模件。
参见图1，其中示出通常标记为10的相控阵雷达设备的电子电路原理方块图。设备10包括许多个别的电子模件12，每个电子模件具有各自的天线辐射元14。模件12和天线14和类似的结构，在有些实施例中，每个天线14可以被安装在它的相关模件12的电路板(未示出)上。天线14(图中示出三个)被用作构成一个平面阵。
相干参考信号发生器16和时钟信号发生器18经由各自的功分器20和22被连接到每个模件12。模件12的输出信号经由总线24传送到中央处理器26，即数字式计算机。仅明显示出三个模件12，但如不连续的连线28所示，设备10包括有相当大的数量的模件。
现在还参见图2和图3，其中示出相控阵雷达模件12用的本发明的电子电路40。图2和3分别示出构成接收和发送的电路40。电路40包括有连接到模件天线元14(未示出)的环行器42。环行器42被用于发射来自雷达频率(RF)功率放大器44的信号，并把接收信号转接至第一个单刀双掷(SPDT)开关46a的刀上。开关46a有接收和发送掷R和T，分别连接到低噪声放大器48和匹配负载50上。放大器44和48被连接到第一个单刀双掷开关46b的发送和接收掷T和R上。开关46b的刀被连接到RF功分器/组合器52，其上面也连接着两个RF二极管混频器电路(混频器)54a和54b的RF信号输入/输出(I/O)端口S。
第一个正交(90°)混合接头耦合器56被连接至混频器54a和54b的参考输入端r、匹配负载58和相干参考信号发生器16(未示出)。
如下面将详述的那样，RF混频器54a和54b是可逆的。它们有分别连接至第三个和第四个单刀双掷开关46c和46d的中频(IF)信号I/O端口i，每个端口i被连接至各自的开关的刀上。开关46c和46d有分别连接至第五个和第六个单刀双掷开关46e和46f的发送掷T上的发送掷，以及连接到第二个正交(90°)混合接头耦合器60的接收掷R。耦合器60被连接至匹配负载62和同相IF功分器64。两个IF二极管混频器66a和66b有连接至功分器64的IF信号输入端口s；它们也有分别连接至第五个和第六个单刀双掷开关46e和46f的接收掷R上的参考信号输入端口r。开关46e和46f有连接至各自的直接数字合成(DDS)发生器68a和68b的刀，这些发生器产生由时钟信号发生器18(未示出)导出的输出。
IF混频器66a和66b有分别连接至模数变换器(ADCs)70a和70b的基带输出b。来自ADCs 70a和70b的输出经由数字总线72被馈到中央处理器26(未示出)。
电路40以接收方式的工作如下。如图2所示，所有六个单刀双掷开关46a至46f都被置于R位置。由天线14接收的雷达返回信号传送到环行器42，并经由第一个开关46a传到低噪声放大器48。被放大的返回信号经由第二个开关46b传送到RF功分器/组合器52，其把它们分成两个相等的同相信号作为各自的第一混频器54a和54b的输入端。这些混频器也分别从90°混合接头耦合器56接收同相(I)和正交(Q)参考信号。耦合器56以常规方式从发生器16提供的相干参考信号中得到这些信号。不希望的信号被匹配负载58吸收。相干参考信号被用作本振(LO)并具有以fLO标记的频率。
每个混频器54a和54b混频它的端口r和s上的LO参考和天线信号，以便分别在开关46c和46d的i上提供IF信号输出。这些IF信号传送到第二个正交混合接头耦合器60，它将相应于上雷达频率和下雷达频率的信号分离开，即雷达信号可以被天线14在频率fLO-fIF和fLO+fIF上接收，其中fIF是在54a/54b上混频产生的中频。耦合器60将这些雷达频率中的一个下变频相当信号加到IF分配器/组合器64，另一个频率的相当信号被第二个匹配负载62吸收。设计选择哪个信号进一步经受处理以及哪个被抑制到负载62中是至关紧要的。元件52至64的组合用作镜象抑制混频器，以使雷达频率fLO+fIF中的一个频率被有效地抑制。
实际上，如下面所述，在发送方式事实上仅采用雷达频率fLO+fIF和fLO-fIF中的一个频率。仅在这个发射频率上可以有雷达回波。然而，十分重要的是抑制相应于另一个频率的信号以使来自镜象频段的不希望的噪声和干扰被抑制。
IF分配器/组合器64把来自混频接头耦合器60的IF信号分成两个相等的同相信号，作为分别至IF混频器66a和66b的s输入。这些混频器接收由DDS发生器68a和68b产生并分别经由开关46e和46f加入的同相和正交IF参考信号的r输入。IF混频器66a和66b输出由IF DDS信号减去预先下变频至多普勒偏移IF的雷达信号所得到的不同频率的信号。这给ADCs 70a和70b分别提供由进一步下变频得到同相和正交基带(多普勒)频率信号。ADCs70a和70b将基带信号数字化，经由总线72向前传送。中央处理器26接收所有模件12来的数字化信号。它通过对模件12来的数字化信号以已知的技术进行求和组合构成雷达接收波束。其它以前技术功能也可以被实现，例如多普勒滤波和目标检测算法。
电路40以发送方式的工作如下。如图3所示，开关46a至46f被置于它们的T位置。这使来自DDS发生器68a和68b的时钟驱动的同相和正交IF参考信号分别加至RF混频器54a和54b。IF参考信号与频率为fLO的相干参考信号由RF混频器混频，RF混频器现在以逆向工作。这在每个RF混频器输出端s上产生和频和差频fLO-fIF和fLO+fIF(上边带和下边带)。RF分配器/组合器52也以逆向工作，组合来自RF混频器54a和54b的信号。然而，馈至RF混频器的一个IF信号比另一个超前90°相位。因此，在RF分配器/组合器52中的信号组合导致上边带和下边带中的一个的幅度被大大抑制，另一个的幅度被增大并传输到第二个开关46b。RF混频器54a和54b与RF分配器/组合器52因此合起来以逆向用作单边带上变频器。RF分配器/组合器的输出(实质上由这个单边带组成)由功率放大器44放大，并由环行器42加至模件天线14。从环行器42至第一个开关46a的任何RF功率泄漏被匹配负载50吸收，这保护低噪声放大器48。
中央处理器26控制由所有模件12的DDS发生器68a和68b所加的相对信号相位。它安排IF相位随阵12上天线位置而改变，如产生相控阵波束控制所要求的那样。
电路40提供相控阵雷达模件的信号处理，对接收或发送均不要求任何模拟RF移相器电路。这完全免除了这一笨重且昂贵的元件。代替它的是采用数字信号合成并与接收中的波束成形计算一起用作发送和接收中的相位控制。通过避免要求RF移相器并在接收和发送中都采用相同的混频和IF产生装置，电路40中的RF元件数量与现有技术相比大大降低。
现在参见图4，图2和3的RF混频器54被详细示出。混频器54包括第一和第二RF变压器81，82，其分别具有初级绕组81a、82a和次级绕组81b、82b。次级绕组81b、82b分别具有上末端83a、84a和下末端83b、84b。每个次级绕组末端被经由各自相反极性的二极管85连接到另一个次级绕组的两个末端，例如第一RF变压器81的上部的次级绕组末端83a分别由极性离开它和朝向它的二极管85连接到第二RF变压器82的上部和下部次级绕组末端84a和84b。
第一变压器的初级绕组81a被连接在地和混频器参考信号输入端r之间。它的次级绕组81b具有中心抽头83c到地。第二变压器的次级绕组82b具有中心引线84c至混频器的IF输入/输出端口i。它的初级绕组82a被连接在地和混频器的RF信号输入/输出端口s之间。
在发送方式，在r上的参考信号输入被第一RF变压器81耦合到二极管85。在i上的IF信号输入经由第二变压器的次级绕组被连接至二极管85，并被二极管与参考信号混频。混频产生的频率fLO-fIF和fLO+fIF(如前面所定义的)在第二变压器的次级绕组82b中被利用并被耦合到RF输入/输出端口s供传输到如前所述的RF分配器/组合器52(未示出)。
在接收方式，混频器54以逆向工作。RF输入/输出端口s现在接收RF信号。这被第二变压器82耦合到二极管85，并与参考信号混频产生IF信号供在IF输入/输出端口i上输出。在这个方式，第二变压器82的初级和次级绕组82a和82b的角色是互换的。
混频器54是众所周知的商品设备。正如已经指出过的，它是一个可逆设备，在一个(发送)方向它作为上变频器，在另一个(接收)方向作为下变频器。应当指出，这并非所有混频器电路的通用特性。也存在不可逆混频器，其基于放大器(例如场效应管)。
现在参见图5，其示出本发明的相控阵模件电路140的另一种形式。它等效于图2和3的电路40，其中有些元件被取消或用所描述的其它设备代替。与前面所述部件等效的部件在原有的标记上加词头100表示。对电路140的说明侧重于前一个实施例40的不同之处。
电路140的元件142至168b与它们的等效元件42至68b配置相同，除了IF混频器166a和166b具有分别直接连接至开关146c和146d的信号输入端s之外。这些混频器有连接至求和放大器176作为输入的基带输出b，求和放大器随后被连接至ADC178。ADC178的信号传送到中央处理器26(未示出)。
电路140以逆向方式工作如下。开关146a至146f如图所示都置于它们的R位置。DDS发生器168a和168b被用于分别提供频率fLO-fIF的同相和正交IF参考信号。此处fIF是在发送方式由RF混频器154a和154b上变频的中频，f0是一个偏置频率，它比雷达发送带宽之半稍大一点。放大器176将IF混频器166a和166b的输出求和。这导致相应于在频率fLO+fIF的一个上天线接收的信号相减，而相应于在另一个频率上接收的信号相加。因此，一个雷达频率边带从放大器60得到一个相当低的频率或基带输出，另一个边带被抑制。雷达频率fLO+fIF和fLO-fIF哪一个频率得到基带放大器输出以及哪一个频率不是，这是设计选择的问题，取决于正交IF参考信号比同相等效信号超前还是滞后90°。
放大器176的基带输出的频率范围从0至2f0，即f0±f0。这是由于在IF混频器166a和166b中采用fLO-fIF的IF参考信号频率的缘故。因此，静止(零多普勒频率)目标导致f0基带信号。退缩目标给出频率范围从0至f0的信号，抵达目标产生频率范围从f0至2f0的信号。
放大器176的基带输出信号在ADC 178中被数字化并馈至中央处理器26。处理器26用雷达专业人员都知道的计算方法进行数字波束成形、多普勒处理和检测。
在发送方式，开关146a至146f被置于它们的T位置，即置于等效于图3所示的位置。DDS发生器168a和168b被用于产生频率fIF的IF参考信号，其比接收方式中所用的频率高f0。如在电路40中的类似元件那样，元件152至158用作单边带变换器。它们提供一个雷达频率边带fLO+fIF或fLO-fIF供天线14发射出去，而另一个频率被抑制。在发送方式中波束成形由中央处理器改变来自DDS发生器168a和168b的IF参考信号相位来实现。IF相位作为在相控阵中各个天线14的位置的函数而变化。
现在参见图6，示出本发明的另一个电路240，这个实施例具有被放大的结构。与图2和3中所述部件等效的部件在原有的标记上加词头200表示。电路240在发送时与图2和3所示的电路完全相同地工作。它与先前的实施例40的唯一不同是在接收方式没有从IF到基带的第二下变频级。在这个方式，来自RF混频器254a和254b的IF信号被经由开关246c和246d直接分别馈至ADCs 270a和270b。这些ADCs因而直接数字化IF信号，同时中央处理器26采用数字化算法执行等效于至基带的下变频计算。电路240比先前的实施例简单一些，但要求更快的ADC 270a和270b。
图7示出一个混合接头波束成形器，通常记为300，其包括有中频(IF)和低频(LF)电路板301和302。波束成形器300包括一个输入/输出(I/O)线303，它被连接至一个正交混合接头耦合器(未示出)，后者连接至两个RF混频器(未示出)。耦合器和RF混频器与天线电路相联结并以象图2和3中的类似元件60、54a和54b的同样方式被连接。I/O线303被连接至第一个单刀双掷开关304的刀上；这个开关有发送和接收掷T和R，被分别连接至在发送和接收时工作的12.5MHz带通滤波器306T和306R。
接收滤波器306R被连接至低噪声放大器308，从那里至三个IF混频器310E、310A和310S中每个的信号输入端X，其中后缀E、A和S分别表示仰角、方位角以及和。方位角混频器与和混频器310A和310S具有LO输入端L，分别连接至直接数字合成(DDS)本振312A和312S，提供具有受数字输入信号所控制相位的输出信号。
仰角混频器310E具有LO输入端L，连接至第二个单刀双掷开关314的接收掷R；这个开关具有一个发送掷T，连接至功放316，从那里至发送滤波器306T。它有一个刀连接至仰角DDS本振312F。每个本振312E、312A和312S被总线319连接至计算机接口318。接口318被连接至计算机(未示出)，它提供数字相位控制信号至DDS本振312E、312A和312S。
本振312E、312A和312S具有低频(LF)输出端Y，连接至IF板302上各自的求和器320E、320A和320S。图7所示的例子被设计为19元相控阵。因此这些求和器中的每一个接收来自IF板301的总数为19的LF信号输入，其余18个相同的IF板用点划线322和一个箭头324表示。每个IF板301或322被连接至如上所述的各自的RF电路和天线。求和器320E、320A和320S的输出端，经由2.5MHZ带通滤波器326E、326A和326S连接至各自的具有一公共2.5MHz本振330的基带混频器328E、328A和328S。滤波器326E等也被连接至校准输出331。基带混频器分别经由125KHz低通滤波器334E、334A和334S连接至仰角、方位角与和输出332E、332A和332S。
波束成形器300工作如下。在发送方式，开关304和314被置于它们的发送掷T；12.5MHz数字合成本振信号通过放大器316和发送滤波器306T被传送至I/O线303，该信号在计算机经由接口318的控制下来自仰角DDS本振312F。这个信号具有正确的相位，贡献于IF板301和322所连接的天线(未示出)阵所发射的RF波束的控制。该信号通过一个正交混合接头耦合器传送到两个RF混频器，并调制来自天线的连续发送的RF相干参考信号，如前面参见图3所描述的那样。
在接收方式，开关304和314被置于它们的接收掷R；12.5MHz IF信号如参见图2所描述的那样在RF电路中产生。它传送至I/O线303，并从该处至接收滤波器306R和低噪声放大器308。在306R上滤波和在308放大之后，IF信号被馈至每个IF混频器310E、310A和310S。在这里它单独地与三个数字合成本振信号，对不同的仰角波束成形、不同的方位角波束成形与和波束成形分别以适当的相位和幅度加权被混频。这提供三个低频信号，用于输出至各自的求和器320E、320A和320S。其余18个IF板322的每一个也以同样方式产生三个LF信号。求和器320E、320A和320S分别将来自所有19个电路板的仰角、方位角与和LF信号相加，它们提供的输出信号被分别通过2.5MHz基带滤波器326E、326A和326S传送到基带混频器328E、328A和328S。混频器328E、328A和328S产生基带输出信号，其在分别传送到仰角、方位角与和输出332E、332A和332S之前被125KHz低通滤波器332E、332A和332S滤波。
在连接至每个IF板301和322上的接口318的计算机的帮助下实现波束成形。计算机控制所有57个DDS本振(每个板三个，例如312E、312A，312S)，以提供适合于配置来自IF板301和302所连接的RF天线构成的相控阵的三个输出波束的IF相角。例如，为了配置不同的仰角波束，19个仰角DDS本振如312E提供各自的IF相角，以使相控阵在阵的瞄准轴线上具有一个灵敏度为零，而在瞄准轴线旁边有灵敏度为最大。这提供一个目标，当在瞄准轴线上时给出一个零雷达回波，当在垂直尺度中从瞄准轴线移开时变为非零。在方位角(水平)尺度中形成类似的波束。和输出332S在瞄准轴线上提供目标的最大雷达回波。如果要求更多的波束，则向板301、302和322提供附加的本振、混频器、求和器等。后缀为E、A和S的元件组规定仰角、方位角与和通道，它们上面可以添加上更多的通道。
混合接头波束成形器300是数字IF本振与模拟LF和基带电路的组合。这具有不要求供数字化信号用的高速(10MHz)模数变换器的优点。此外，该波束成形器比普通RF转换开关移相器具有更高的相位准确度；相角(1.4°)的8位分辨率不难达到，16位分辨率是有实际可能的。普通转换开关移相器能有5或6位分辨率，其受RF模拟电路制约的限制。波束成形器300还具有相对低的空间要求和低的成本等特点，采用硅超大规模集成电路(VLSI)。
现在参见图8，其中示出通常记为400的本发明的电路的另一个实施例；它实现在接收方式使用的数字波束成形器；与图7所示元件相同的元件同样用400代替300前缀且不加后缀E、A或S来表示。记为403至419的元件的连接和工作象对与抑角通道有关的元件303至319的连接和工作的描述的一样。它们的组态和工作因而将不予描述。
电路400在发送时的工作如参见图7所描述的一样。在接收时，来自IF混频器410的2.5MHz输出IF信号传送到被电容423分流的放大器421，从那里至模数(A/D)变换器425。混频器输出信号由A/D变换器425在10MHz上被取样。A/D变换器25数字化整个雷达脉冲频谱，其具有4Mhz带宽。
A/D变换器的数字输出传送到数字处理电路(未示出)，供以本专业人员所知道的方法波束成形用。
相控阵的每个RF模件(见图1)与各自的电路400联结，因此例如19个天线的阵将要求19个这样的电路。
现在参见图9，其中示出为低成本产品设计的通常用500表示的一个IF波束成形系统。系统500由许多具有类似结构的波束成形电路502组成。电路502的数字的任意特性用间隔504和弯曲线诸如506被说明。电路502中的一个现在将被描述，其余的都是相同的。
电路502包括有一个雷达天线508，它被连接至发送和接收放大器510T和510R，它们是并联安排，每个放大器的输出被连接到另一个放大器的输入端。这对放大器做成一个单片微波集成电路(MMIC)片，其用点划线512表示。它们由GaAs场效应管组成。当一个放大器在工作时，另一个通过适当的偏置被截止。
MMIC片512被连接到RF混频器514，RF混频器514具有一个本振输入馈线516，其连接至对所有电路502公用的微波(RF)参考信号供应线518。RF混频器514被连接至单刀双掷开关520的一个刀上，单刀双掷开关具有发送和接收掷T和R。接收掷R通过一个IF带通滤波器522被连接到IF混频器524，其从虚线内所表示的硅双极矢量调制器片或集成电路526接收本振输入信号。调制器片526是在商品通信产品中含有的种类。混频器524在线528上提供基带输出信号，线528被连接到一个视频求和器530上，视频求和器530具有和输出532并对所有电路502是公用的。
调制器片526包含有一个90°功分器532，其被连接到公用中央IF参考信号线534，并至同相和正交混频器536I和536Q。这些混频器是匹配的Gilbert单元器件，其本质上是线性乘法器。它们被连接至各自的数模变换器(DACs)538I和538Q，两者依次被连接至数字控制总线540，其被连接至计算机(未示出)并且对所有电路502是公用的。DACS 538I和538Q包含有地址译码的数字电路和存储数字数目的存储器。混频器536I和536Q提供输出信号至求和器542，求和器的和输出经由一个放大器544传送至开关520的发送掷T，并且也至IF混频器524作为本振输入。
电路502在发送时工作如下。开关520被置于发送掷T。计算机在控制总线540上提供顺序的数字信号。这些信号每个由一个个别的DAC地址加上被存储在与那个地址有关的相关DAC 538I或538Q的存储器内的相位控制的数字数目一起组成。当被控制总线540寻址时，DAC存储有关的数字数目并把它变换成输入至混频器536I或536Q的模拟电压。每个DAC被依次寻址，以给它供给各自的相位控制数目。信号线534传递IF参考信号至功分器532，它把该信号分成两个具有90°相位差的信号(同相和正交分量)，分别用作至混频器538I和538Q的输入端。这些混频器的每个把它的模拟输入电压和参考输入的积供给求和器542。
因此，求和器542接收同频率90°相位差并具有按照控制总线540上的信号进行加权的幅度的两个输入信号。求和器输出因此是一个线534上具有受数字控制总线信号控制的相位的IF参考频率的信号；即如果IF参考角频率为ω，则求和器输出信号S0为S0＝Asinωt+Bsin(ωt+π/w)S0＝(A2+B2)1/2sin(ωt+tan-1B/A)式中A和B是DACS 538I和538Q的电压幅度。
求和器输出因此是恒定幅度(A2+B2)，并具有一个相角tan-1B/A，其是由控制总线540供给的数字信号之比的函数。数字信号于是提供求和器输出信号的相位的控制，其传送至RF混频器514供与线518上的微波参考信号混频以提供相位控制。
RF混频器输出是一个具有预定相位的RF信号，它传送至发送放大器510T供放大，然后至天线508供发射。接收放大器510R被切断。由所有天线508产生的被发射波束的波束成形由控制总线540上控制天线输出信号的相位的适当数字信号实现。
电路502在接收时工作如下。接收和发送放大器510R和510T分别被偏置为导通和截止，开关520被置于接收掷R。在天线508上接收的RF雷达回波信号被接收放大器510R放大，并被RF混频器514下变频至中频。它然后被中心频率为IF的带通滤波器522滤波，并被IF混频器524与求和器542的输出信号混频。如已介绍过的，求和器542的输出是一个具有被在控制总线540上的信号控制的相位的IF信号。IF混频器因而将可变相位本振信号与IF雷达回波信号混频，以提供一个具有如在接收时波束成形所要求的被控制相位的信号。被控制相位的信号可以在基带频率；另一方面，它可以在视频频率，如果IF参考频率被适当偏置的话。基带信号从IF混频器524传送到视频求和器530，在求和器中它与来自其它电路的类似信号求和，以提供在视频频率上的输出波束信号。输出波束信号被普通雷达信号处理电路(未示出)处理，以提供一个雷达显示。这样的电路在雷达技术中是熟知的，这里不赘述。
波束成形系统500建造成本低廉，因为它建立在GaAs MMIC RF放大器和硅双极MMIC矢量调制器片526之上。这样的调制器片制造用于移动电话系统和局域网的发射机，不到10美元就可买到。视频求和器是普通电视系统技术。此外，系统500尽管它的价钱便宜，但具有出奇地高的准确度。在这方面，发送或接收时波束成形的质量主要取决于在调制器片526上作为求和器542输出产出的可变相位IF信号的相位准确度。在这样一个片子上的试验表明，被测得的IF信号相位是在根据至混频器536I和536Q的模拟电压输入计算得到的相应的所希望相位值的4°之内。此外，被测得的与计算得到的相位之间的误差已发现重复性远小于4°；因此它容许用系统500的校准来减小，校准把来自每个调制器片526的可求得的IF相角与它们引起的控制总线540上的数字相位控制信号联系起来。产生雷达波束范围所要求的特定相角的被预校准的控制信号可以被存储在查找表存储器并在必要时读出作输入至控制总线540用。
现在参见图10，其中示出也是为低成本产品设计的本发明的另一个雷达波束成形系统600。系统600具有与图9所述的相同的部分，它也包含有如上所述的元件。下面的介绍将着重于其与前面的实施例的不同方面。
波束成形系统600包含有一个发送模件602和一个单独的接收模件604。发送模件602包含有一个微波参考线606、一个中央IF线608和一个数字控制总线610。微波参考线606被连接至一个单边带上变频器612，其本身连接至用于传递至天线616的RF信号的功率放大器614。
中央IF线608和数字控制总线610分别被连接至硅矢量调制器片618和至DACs 610I和620Q，其提供模拟电压至那个片子。上变频器612接收相位控制目的用的来自调制器片618的IF参考信号。发送模件602的工作与参见图9所描述的系统500在配置成发送工作时的情况相同，因此不再说明。
接收模件604包含有微波参考线630、中央IF线632和数字控制总线632。控制总线632被连接至两对DACs 636I/636Q和638I/638Q，其将模拟电压供给各自的硅矢量调制器片640和642。片640和642接收来自线632的IF信号并提供相位控制的IF参考信号至各自的IF混频器644和646。
微波参考线630被连接至RF镜象抑制混频器648以提供本振输入，RF镜象抑制混频器648也被连接以接收来自天线650经低噪声放大器652放大后的雷达回波信号。RF混频器648和放大器652被组装在单一微小接收机片654(用点划线示出)中，该片是用于直接广播卫星电视接收机的种类并作为MMIC单片在市场上可买到。
IF信号由雷达回波的下变频在RF混频器648中产生，这些通过IF带通滤波器656传送到两个IF混频器644和646。如前面有关图9的描述一样，IF混频器产生具有被在控制总线634上数字信号控制的相位的视频频率或基带信号。这些视频频率或基带信号的频率可以受接收部分604和发送部分602的中央IF的偏置所控制。
基带或视频信号分别从IF混频器644和646传送至输出658和660，它们的每一个被连接到与图9的元件530相同的一个求和器(未示出)。如前面有关图7的描述一样，每个求和器把来自所有接收模件的与它的波束(1或2)有关的信号相加。因为IF相位控制有两组电路元件636I至646，所以形成两个波束，如果采用附加的相位控制电路，则可以得到更多的波束。每个求和器因而提供一个各自的组态的输出波束信号。
基于模件602和604的相控阵雷达包含有分开的发送模件阵和接收模件阵。接收阵非常便宜，因为它的主要项目是两个商品集成电路或片子642和654。在发送阵中使用调制器片618使得发送阵的价格相对地便宜。
权利要求
1.一个相控阵雷达的电路模件，模件(40)包括下变频装置(54a，54b)，其用于将雷达频率(RF)接收信号变换为中频(IF)，以及波束成形装置(60至72)，其当与其它类似模件组合时形成雷达接收波束，其特征在于波束成形装置包括本振(LO)信号产生装置(68a，68b)，用于产生具有数字控制相位的IF的LO信号，以及IF混频装置(66a，66b)，用于将LO信号与IF信号混频。
2.按照权利要求1的模件，其特征在于它被安排以接收方式或发送方式工作，其中下变频装置(54a，54b)是可逆的，并被用作在接收方式中的镜象抑制混频器，并也被用作在发送方式中的单边带上变频器以以便把RF信号与由LO信号产生装置(68a，68b)产生的相位控制信号组合起来。
3.按照权利要求2的模件，其特征在于它包括两个放大器(510T，510R)，分别用于放大发送信号和接收信号并且每个具有一个连接至另一个的输入端的输出端。
4.按照权利要求3的模件，其特征在于它包括开关装置(46a至46f)，用于规定发送和接收信号路径。
5.按照权利要求1、2、3或4的模件，其特征在于它包括许多类似的LO信号产生装置(312E、312A、312S、318、319)和IF混频装置(310E、310A、310S)，用于形成许多波束。
6.按照任一个前面的权利要求的模件，其特征在于IF混频装置(310E、310A、310S)被连接至模拟求和装置(320E、320A、320S)，用于通过将由在许多类似模件(300，322)中混频LO和IF信号得到的模拟信号求和形成雷达接收波束。
7.按照任一个前面的权利要求的模件，其特征在于LO信号产生装置(68a，68b)被用于LO信号的直接数字合成。
8.按照权利要求1至6的任一个的模件，其特征在于LO信号产生装置(532、534、536I、536Q、538I、538Q、540)被用于接收一个模拟IF参考信号和两个数字相位控制信号并从其中产生一个相位控制的LO信号。
9.按照权利要求8的模件，其特征在于LO信号产生装置(532、534、536I、536Q、538I、538Q、540)包括用于供给数字相位控制信号的一个控制总线(540)，用于将数字相位控制信号变换为模拟电压的数模变换装置(538I、538Q)以及用于响应于IF参考信号和数字相位控制信号的输入产生一个相位控制的LO信号的硅矢量调制器集成电路(526)。
10.按照权利要求1的模件，其特征在于下变频装置包括一个由RF放大器(652)和RF混频器(648)组成的集成电路。
11.按照权利要求10的模件，其特征在于它是在类似的接收机模件(604)与一个单独的发射机模件(602)阵结合在一起的一个相控阵中使用的一个接收机模件(604)，其中LO信号产生装置包括用于供给数字相位控制信号的装置(634)，用于将数字相位控制信号变换为模拟电压的数模变换装置(638I、638Q)以及用于响应于IF参考信号和数字相位控制信号的输入产生一个相位控制的LO信号的硅矢量调制器集成电路(642)，其中每个发射机模件(602)也包括用于供给数字相位控制信号的一个控制总线(610)，用于将数字相位控制信号变换为模拟电压的数模变换装置(620I、620Q)，用于响应于IF参考信号和数字相位控制信号的输入产生一个相位控制的IF信号的一个硅矢量调制器集成电路(618)以及用于将相位控制的IF信号与RF参考信号混频以提供一个雷达发送信号的混频装置(612)。
12.按照权利要求11的模件，其特征在于它包括许多类似的LO信号产生装置(634至642)和IF混频装置(644、646)供形成许多波束用。
全文摘要
一个相控阵雷达的电路模件(10)包含有雷达频率(RF)混频器(54a、54b),其连接至RF功分器/组合器(52)并至同相和正交RF参考信号。RF混频器(54a,54b)也被连接至提供RF信号和IF参考信号的相位控制的中频(IF)处理电路(60至68)。在发送方式,RF混频器(54a,54b)接收来自时钟激励发生器(68a,68b)的相位控制的数字合成IF信号。它们的输出在RF功分器/组合器(52)中被组合以提供相位控制的IF信号的单边带上变频。在接收方式,RF功分器/组合器(52)和RF混频器(54a,54b)用作镜象抑制混频器电路,在该电路中相位控制的IF信号为本振信号。通过IF相位的计算机控制并在接收时与来自模件(12)的阵的输出信号的模拟和数字求和一起实现波束成型。
文档编号G01S7/285GK1197515SQ9519794
公开日1998年10月28日 申请日期1995年7月7日 优先权日1990年1月19日
发明者M·迪安 申请人:英国国防部