专利名称：无锁相环的测量微波频率的方法及其装置的利记博彩app
技术领域：
本发明涉及一种测量微波频率的方法及其装置，特别涉及一种无锁相环(或频率综合器)的谐波混频型微波测量方法及其装置。
在美国专利US4，135，243中提出了一种测量频率的方法，即一种宽带频率测量的单取样品内差法。其步骤是(1)输入未知微波频率信号;
(2)提供控制信号;
(3)提供取样信号，上述取样信号的频率随上述控制信号的变化而变化;
(4)对上述输入微波信号进行取样，并提供响应上述取样信号的中频信号;
(5)使该中频信号与上述取样信号进行互相关，并响应该控制信号而提供对应于上述输入信号的未知微波频率与上述取样信号的频率和上述中频信号的频率的关系的谐波数和边带的指示。
根据该专利Hewlett Packard公司推出了5342A微波频率计数器，其中未知被测微波频率fx，综合器的程控频率为f1，它们之间的谐波次数为N，由Nf与fx相混所产生的中频为fIF1，故fIF1＝N·f1-fx(或fx-N·f1) (1)在同一N内偏移程控频率为f2，又一次混频，得fIF2＝N·f2-fx(或fx-N·f2) (2)故N＝(fIF1-fIF2)/(f1-f2)[或(fIF2-fIF1)/(f1-f2)] (3)fx＝N·f1
fIF1(4)[其中±号的确定方法为如N·f1＜fx则fIF1前的符号为(+)，如N·f1＞fx，则fIF1前的符号为(-)]。
为保证求N可靠，其中所用的二个频率综合器的中心频率为350MHz。其频率的扫描是由程序控制的。而由于频率综合器频率高且需设有锁相环来稳定频率，技术要求较高，因而成本增高。
此外，SystronDonner6246A是带锁相环的置换振荡技术方案。被测信号分入二路。一路是带中放输出的锁相环;另一路拍频获得N倍因子。由所得N扩展闸门，并计算被测频率。
南京电讯仪器厂生产的E3354系列产品，则采用被称为邻频置换技术的方案。它是依次实现了相邻次谐波的锁相，二次各得二个压控振荡器VCO频率FL、FH。由公式N＝FH/(FH-FL)求解被测微波频率。
但需要带程控频率综合器，置换振荡方案都带有一个以上的锁相环。这些锁相环工作频率高，电路复杂，器件要求高。
为了克服上述缺点，本发明提供一种可用频率较低(例如30MHz-60MHz)且不需稳频的压控振荡器来代替要求较高的频率综合器，并提出将二次混频扩展到不同次N间进行，从而增大测量、计算绝对值，确保求N的可靠性。不同次N的混频跳跃借助数学公式和微机来实现。此外对压控振荡器VCO的频率的扫描通过增设一D/A变换器，将微处理机输出的数字控制信号(即数码)变换为控制电压信号，用以控制压控振荡器VCO的频率。本发明实现全开环工作，不用任何锁相电路。
本发明采用单路谐波混频系统，微处理机μp通过它的接口，送出顺次递变的数码系列至D/A变换器，产生步进阶梯波系列，循环控制VCO，并经激励级得到一系列递变频偏的脉冲串。该脉冲串与被测信号fx在谐波混频器内向下拍频，将被测信号转变为递变频偏的中频信号。μp每输出一个数码，相应于阶梯波中的一个台阶，并通过计数器读回一个中频计数值。如此循环进行。当μp发现即刻中频计数值与预定值相符时，则自动停止其数码递变过程。记录下该次VCO频率f1计数值F1，中频f2计数值F2。(假设此时VCO的频率与fx频率为N倍关系)。然后μp经微调和运算后再发出能满足N-1次谐波关系的数码，并再次读回VCO频率f3计数值F3及中频f4计数值F4。μp按下式计算fxN＝(F3+F2-F4)/(F3-F1) (fx＞N·F1)(5)N＝(F3-F2+F4)/(F3-F1) (fx＜N·F1)(6)由于N的物理概念是一个正整数，故可按最接近值取整之。
fx＝Nf1±f2(7)(N及fx式中的正负号由μp在微调过程中判别。)式中F1、F2、F3、F4分别为频率f1、f2、f3、f4在闸门τ时间内的计数值，F1＝τf1，F2＝τf2，F3＝τf3，F4＝τf4。
因为VCO的非稳定性质以及在闸门τ时间内各计数器有±1的读数误差，因此若依靠在同一N中F的微调前后测量值来求取N(公式3)是不可靠的。(HP5342A是靠锁相环来解决这个问题的)但是依靠F1的微调，可以正确决定随后发生的二次相邻次谐波、边带性质相同的谐波混频，从而采用有利的求N公式(5)、(6)。
本发明提供的测量微波频率的装置，包括谐波混频器，中频放大器，第Ⅰ计数器，显示器，脉冲激励器，VCO振荡器，第Ⅱ计数器，时基电路，ROM，RAM，微处理机，CTC，晶体振荡源，总线，D/A变换器，该变换器的输入端与总线相连，其输出端与VCO振荡器相连。
本发明不会出现锁相环中特有的假锁、失锁现象;新的公式计算精度比已有技术高，有利于防止出现取整后N的错误;(N-1)次谐波依靠测试和计算保证，不会出现用邻频置换法中可能有的出错;基本线路减少;不需扩展闸门(如置换法中的那样);工作频率低，容易制作，价格较低。
以下结合附图对本发明的实施例及所用公式的推导等作较详细的说明。
图1为本发明的实施例的示意方块图;
图2(a)为谐波次数-VCO频率计数值的曲线图;
图2(b)为压控电压V-数码D的曲线，和压控电压V-VCO频率计数值的曲线图;
图3(a)为由VCO非线性所引起的F-D曲线图;
图3(b)为D-D′纠正曲线图;
图4为本发明的流程框图;其中图4(a)为主程序，图4(b)为中断服务程序。
参见图1，微处理机μp12经总线15输出的数字控制信号(数码)给D/A变换器9，D/A变换器9输出的模拟电压(电压控制信号)控制压控振荡器6的频率，该压控振荡器VCO6带有变容管，其等效电容的大小随电压控制信号的电压的变化而变化，故VCO的振荡频率随电压(即数码)的变化而变化。VCO的输出经脉冲激励级5后产生快速脉冲，与被测微波信号(或未知微波频率)fx在谐波混频器1中相混频，下拍为中频信号。后经中频放大器2放大后送到第Ⅰ计数器3进行计数。以测量中频频率。第Ⅱ计数器7则接受来自VCO6的振荡信号，进行计数从而测量VCO的振荡频率。第Ⅰ计数器、第Ⅱ计数器的计数时间(闸门)相同，且受μp控制。晶体振荡源13产生频率很稳定的振荡信号，一路送往时基电路8，另一路送往微处理机μp作为时钟信号。时基电路8则产生高精度闸门信号，一路送第Ⅰ计数器3，另一路送第Ⅱ计数器7。RAM11为随机存取存贮器，ROM10为只读存贮器，微处理机μp12根据ROM10中的程序工作，通过总线15从计数器读入数据，存入RAM11，并经控制和运算把结果fx值送显示器4，对未知微波频率进行数码显示。微处理机μp12与CTC(编程的计数/定时器)14相连。微处理机μp并有一控制信号线与时基电路8相连，时基电路8按时(由CTC编程)输出高精度闸门信号。图1中谐波混频器1用微波取样器，中频放大器2可用宽带中放集成块8FZ41等，脉冲激励器5可用中功率晶体管3DK4等组成的功率放大器，VCO6可用含变容二极管的LC振荡器，D/A变换器9可用DAC0832，1210等。μp、CTC可用Z80CTC，Z80CPU等，ROM10可用EPROM2716等，RAM11可用6116等，晶体振荡源13可用北京707厂的ZGW5等，计数器3，7、时基电路8和显示器4的锁存器等都可用相应的74系列TTL电路等等。
参见图2，图2(a)为谐波次数n-VCO频率计数值的曲线，图2(b)为以实线表示的压控电压V-数码D的曲线(表示D/A变换器9的特性)和以虚线表示的压控电压V-VCO频率计数值的曲线，(表示VCO振荡器的电压控制特性)。
图2(a)曲线(点划线)表示在固定fx及闸门时间时谐波次数n与VCO频率计数值F的关系。曲线上座标为(FL，N)的点及座标为(FH，N-1)的点，分别为N次谐波及N-1次谐波的零拍点。不同的n有着不同的零拍点。(零拍点即为中频等于零的点)零拍点左下方各横线段的总和，等于被测未知频率的计数计算值FxNFL＝(N-1)FH＝Fx (Fx＝τfx)中频最大值区间用粗实线表示，中频最大计数值分别为零拍点左下方或右下方各粗实线段的总和N(FL-F′L)＝N(F″L-FL)(N-1)(FH-F′H)＝(N-1)(F″H-FH)
……图中代表计数值F′L、F″L的f′L、f″L的N次谐波与fx差拍后能产生具有最大中频值的中频信号;代表FL的fL的N次谐波则与fx成零差拍;代表F′H，F″H的N-1次谐波与fx差拍后能产生最大中频值的中频信号;代表FH的fH的N-1次谐波与fx则成零差拍。
在F″L→F′H等的过渡区内，无平滑正弦波输出。
在F′L→F″L，F′H→F″H等的区间内，谐波混频器有中频输出。如VCO频率f1、f3分别表示二次不同频率的谐波混频，且如果满足关系式D3-D1＝F1×△D1/｜△F2｜ (10)并假定D/A变换及VCO的变换成线性关系则F3-F1＝F1×△F1/｜△F2｜在同一N次谐波混频中，△F2为F2响应F1微调量△F1的偏移值。而△F1为F1响应D1微调量△D1的偏移值。
︱ (ΔF2)/(ΔF1) ︳＝N即F1＝(F3-F1)｜△F2｜/△F1＝(F3-F1)N (13)F1＝NF3/(N+1)NF1＝(N-1)F3+F3/(N+1)若N足够大，则NF1≈(N-1)F3表示f1和f3必定会产生二相邻次的谐波混频，且所得到的二次中频边带性质相同。
由F4＝(N-1)(FH-F3)[或F4＝(N-1)(F3-FH)](11)及F2＝N(FL-F1)[或F2＝N(F1-FL)] (12)得到F4＝(N-1)(FH-F3)
≈(N-1)(FH- (N)/(N-1) F1)(当N足够大时)＝N(FL-F1)＝F2上式表明，如数学上满足N(f3-f1)＝f1，且N足够大时，成立f4≈f2(14)图2(b)表示D/A变换及VCO变换器特性。他们通常接近线性关系。如VCO变换器作得不理想时，其非线性可用数学方法纠正之。
图中D1为对应于F1的数码值D3为对应于F3的数码值DH为与被测信号有N-1关系的数码DL为与被测信号有N关系的数码△D1为对应于F1的数码微调量△F1为F1的微调量在测量时当某一级阶梯波控制VCO频率，在其与fx拍频后得到的中频与已知确定值相符时，微处理机μp读入F1、F2值，并记录D1值。然后μp在同一N内D1处微调△D1，随即读到△F2。
然后μp再次分别送出数码D1和D3，此数码应满足D3-D1＝F1×△D1/△F2，则F4≈F2，μp记录此时的F1，F2，F3，F4，则数据测量完毕。
VCO工作频率可选为(30-60)MHz，阶梯波每步持续时间为数百微秒(例如200μs)。而F2，F4测量时D1、D3的持续时间为毫秒级(例如20ms)。显然，若VCO工作频率超过60MHz，也是可行的。
若推广到非邻次谐波间跳跃拍频，则公式推导可统括为fx＝Nf1-f2[即fx＜Nf1，(△f2/△f1)＞0]
若确定相隔M个谐波、且中频边带性相同的拍频，则fx＝(N-M)f3-f4(显然M为不大的整数)即Nf1-f2＝Nf3-Mf3-f4N＝(Mf3-f2+f4)/(f3-f1)同理，若fx＞Nf1，(△f2/△f1)＜0则N＝(Mf3+f2-f4)/(f3-f1)即，满足跳跃条件N(F3-F1)＝MF1;D3-D1＝MF1×△D1/｜△F2｜ (15)那么，N＝(MF3
F2±F4)/(F3-F1) (16)(16)式中选上端符号为当(△F2/△F1)＞0时;下端符号为当(△F2/△F1)＜0时。
参见图3，图3(a)表示由VCO非线性而引起的D-f非线性关系。一般来说D-V成线性关系，而V-f可能有非线性性质，因而D-f的非线性可用V-f特性来描述。
VCO曲线规律可用等比级数来近似表达，显然也可用其他数学公式或函数来逼近之。解决VCO非线性问题时可在数码D3输入之前采用D′-D修正曲线，使D′-D预先呈现倒等比级数关系(如图3(b)所示)，从而校正VCO的非线性。图中D′为实际加到D/A变换器上的数码。
D ′=Σ1DD0qD=Σ1DD0(1+B )D]]>公比q＝1+B，B为小数。
D′-D的关系实际上是以等比级数表示的比例因子，因而DD＝1故D′＝[(1+B)D-1]/(1+B-1)
=[1+DB+ (D2B2)/2 + (D(D-1)(D-2)B3)/6 +……－1]／B＝D(1 (DB)/2 ＋ ((D－1)(D－2)B2)/6 ＋……)≈D(1+ (DB)/2 ) (17)因B值很小，通常是10-3数量级，故上式中从第三项起各项都是高阶小，可以忽略。
因此，微处理机μp根据测量结果的计算值D3-D1，可按上述公式求得实际使用值D′3-D1，即可达到克服VCO非线性的目的。
参见图4，图4(a)为主程序图，在步骤41，开始工作。在步骤42，启动CTC工作程序，产生定时中断(例如每二秒中断一次)。在步骤43，进行初始化，并设定栈顶指针。在步骤44，设置计数器闸门时间(例如200μs)及最小位数码D(如008)。在步骤45中开启闸门，读入F2。在步骤46中判断F2与确定中频读值相符否？如为是，则进行步骤49，记录D1，F2，F1，如为否则进入步骤47，使输出的数码增1，并进入步骤48，判断D是否为最大值FFF。如为FFF，则进入步骤44，重新设置最小位数码，如不为最大值，则进入步骤45，重读F2。由于输入到D/A变换器的输入端的数码依次增一，以使其输出端产生阶梯波电压扫描，使VCO的频率循环搜索。同时VCO频率f1与被测频率fx在谐波混频器中进行差拍，以获得中频f2，直到步骤46中的F2与确定中频计数值相符为止，才停止搜索。而在步骤49中记录此时的数码D1，F2，F1。在步骤51中重置闸门时间(例如20ms)，并分别以D1和D2＝D1+△D1数码输入，使第Ⅰ、Ⅱ计数器计数，并读入这二计数值。在步骤52中计算△F1、△F2，并确定公式中的±号，当△F1与△F2符号相同时为“正”，相反时为“负”。然后进入步骤53，计算出D3＝D1+△D1×F1/｜△F2｜。然后进入步骤54，对D3进行校正，并计算出D′3。再进入步骤55，分别以D1和D′3码依次输入，通过计数再得F1、F2、F3、F4。然后进入到步骤56，根据公式N＝(F3
F2±F4)/(F3-F1)，计算出N，并取其相近的整数。求N公式中的符号，由步骤52决定。步骤52的结果为“正”时，求N式中各取上端符号，步骤52的结果为“负”时，求N式中各取下端符号。再进入步骤57，根据N项是否接近正整数来判断N的有效性。显然还可以取多次测量的重复可靠性来判断N的有效性。如判断为有效，则进入步骤58，把N值，±判别符号，D1值送入给定数据区;如判断为无效，则进入步骤59而返回，重新开始。在步骤58结束后，也进入步骤59而返回。
图4(b)为中断服务程序，用以计算出fx，并显示此测量结果。在步骤61进行现场保护。在步骤62中从数据区取出N值，±号判别值，D码值，然后进入步骤63，以高精度闸门(宽度τ)按D1码值计数，得到F1，F2。在步骤64中读出F1，F2，然后进入步骤65，计算Fx＝(F1·N±F2)。Fx为计算值。然后进入步骤66，计算fx＝Fx/τ。然后进入步骤67，把fx的值转换为BCD码。再进入步骤68，进行显示。再进入步骤69恢复现场。在步骤70中开中断。最后在步骤71中进行中断返回。
在主程序中是以M＝1为例进行说明的。如M≠1，则D3＝D1+M·F1×△D1/｜△F2｜，而N＝(MF3
F2±F4)/(F3-F1)。
其工作原理和测量方法与M＝1的情况类同。
本方法用于测量某一微波频率的一次实施例的有关数据列出如下f2≈f4＝5MHz，f1＝30MHzD1＝OB5(H)△D1＝004(H)△f1＝0.98KHz，△f2＝-117.19KHz，(△f2/△f1)＜0
D3＝4AF(H)f3＝30.252MHzN＝(f3+f2-f4)/(f3-f1)＝120fx＝Nf1+f2＝3600.5MHz
补正表文件名称页行补正前补正后说明书 9 1 (D2B3)/2 ((D2－D)B2)/29 2 加“ (B)/2 ”项98加“如果VCO线性做得很好，即B≈O，则不必考虑VCO的非线性校正工作。
1023加“上述用CTC编程中断的方法，也可利用晶振源经分频成秒级信号送μp的RESET脚，以硬件电路实现软件程序复位等的办法，把fx的计算和显示测量结果用子程序表达出来”。
权利要求书117校正以补偿修正以校正文件名称页行补正前补正后说明书 3 12 加“f3＞f1”3 14 F F16 8 加“f3＞f1”617131162411126251213913克服校正926加“在步骤50……。”10 14 D D1114＝＝说明书附图4 步骤53 △F2｜△F2｜
权利要求
1.一种无锁相环并以谐波混频测量微波频率的方法，其特征包括接收末知微波频率的输入信号；提供数字控制信号和将上述数字控制信号作D/A转换后所得到的电压控制信号；提供振荡信号，上述振荡信号的频率随上述电压控制信号的电压的变化而变化；使上述输入信号与上述振荡信号的谐波进行混频产生中频信号；在上述中频信号的频率为预定频率后，在同一谐波次数N内微调数字控制信号，测量微调前后的振荡信号频率计数值F1和中频信号计数值F2，计算微调前后的振荡频率计数差值ΔF1和中频的计数差值ΔF2，并由ΔF2/ΔF1判断标志中频边带性质的正、负号；实现不同谐波次数间的数字控制信号的跳跃，测量跳跃前后的中频信号和振荡信号的计数值(F1，F2，F3，F4)；根据测得的中频信号和振荡信号的计数值计算谐波次数，并从而计算末知微波频率。
2.如权利要求1所述的测量微波频率的方法，其特征在于还包括对数字控制信号进行校正以补偿振荡器的频率对控制电压信号的电压间的非线性关系。
3.如权利要求2所述的测量微波频率的方法，其特征在于校正是以等比级数来模拟非线性曲线的方法实现的。
4.如权利要求1所述的测量微波频率的方法，其特征在于实现不同谐波次数间的数字控制信号的跳跃量是根据公式M△D1×F1/｜△F2｜进行计算的，其中△D1为在同一谐波次数内数字控制信号的微调值，△F2为响应△D1的变化、中频信号所产生的计数值的变化，M为上述不同谐波次数的间隔数。
5.如权利要求1所述的测量微波频率的方法，其特征在于计算未知微波频率的方法为先计算谐波次数N＝(MF3
F2±F4)/(F3-F1)，(设F3＞F1)，N取整数后，根据公式fx＝N·f1
f2计算出未知微波频率。
6.一种使用如权利要求1所述的方法的装置，包括谐波混频器1，中频放大器2，第Ⅰ计数器3，显示器4，脉冲激励器5，VCO振荡器6，第Ⅱ计数器7，时基电路8，ROM10，RAM11，微处理机12，CTC14，晶体振荡源5，总线15，其特征在于设有D/A变换器9，其输入端与总线相连，其输出端与VCO振荡器6相连。
全文摘要
无锁相环的测量微波频率的方法及装置，提供由数控信号产生的电压控制信号及频率随其变化的振荡信号。被测微波信号和振荡信号的谐波相混频产生中频，如符合中频预定值时，则在同一谐波次数内微调数控信号，测量微调前后的振荡频率和中频的计数值，判断标志中频边带性质的符号，经运算后，再实现不同谐波次数间的数控信号跳跃，测量前后振荡频率和中频的计数值，从而计算谐波次数并求得微波频率。可不用锁相环或频率综合器，线路少，成本低。
文档编号G01R23/14GK1041221SQ8810664
公开日1990年4月11日 申请日期1988年9月10日 优先权日1988年9月10日
发明者俞炳塘 申请人:俞炳塘