专利名称：电压－频率转换装置及其基准电压产生方法
技术领域：
本发明涉及适用于例如检测出由二次电池充电的残余电压之电压—频率转换装置、电压—频率转换装置的基准电压产生方法。
背景技术：
＝＝＝现有的电压—频率转换装置的结构＝＝＝《整体结构》参照图3来说明现有的电压—频率转换装置的一结构例。图3是表示现有的电压—频率转换装置的一结构例的电路框图。
图3所示的电压—频率转换装置100具有误差放大器102、可变电流源104、基准电压源106、比较器108、电容器110、开关元件112和控制逻辑电路114。
误差放大器102被施加电压VIN(+)和电压VIN(-)，产生对应于该电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电位(误差)的输出电压。即，该电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值越大，误差放大器102越产生大的输出电压。
根据误差放大器102的输出电压来控制从可变电流源104产生的电流量。即，误差放大器102的输出电压越大，可变电流源104越产生大的电流。将可变电流源104和电容器110串联连接在电源VDD和接地之间，电容器110充电从可变电流源104产生的电流。即，从可变电流源104产生的电流越大，电容器110越可进行急剧的充电，另一方面，从可变电流源104产生的电流越小，越可进行低速的充电。
比较器108比较在电容器110的非接地侧的一端呈现的充电电压和从基准电压源106产生的恒定的基准电压VREF。在图3中，向比较器108的+(非反相输入)端子施加电容器110的充电电压，向比较器108的—(反相输入)端子施加基准电压VREF。因此，比较器108在电容器110的充电电压比基准电压VREF小的情况下输出低电平，在电容器110的充电电压超过了基准电压VREF的情况下输出高电平。即，比较器108输出对应于电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压的频率信号。
开关元件112与电容器110并联连接。另外，作为开关元件112，可以采用双极晶体管(bipolar transistor)或MOSFET等。
控制逻辑电路114与比较器108的输出相连，以控制开关元件112的接通断开。即，控制逻辑电路114在比较器108的输出为高电平后的一定期间内接通开关元件112。在该一定期间内，电容器110经开关元件112进行放电。
＝＝＝现有的电压—频率转换装置的动作＝＝＝参照图3和图6，说明电压—频率转换装置100的动作。图6是表示在电压—频率转换装置100中，在电容器110的一端上呈现的充电电压和从比较器108输出的频率信号的关系的波形图。另外，电容器110的充电电压升高的程度(斜率)根据从可变电流源104供给的电流的大小而不同。即，从可变电流源104供给的电流越小，电容器110的充电电压升高时的斜率越向虚线→实线→单点划线变缓的方向变化。频率信号A、B、C是一一对应于虚线、实线、单点划线的充电电压产生的信号。
首先，在电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压为VA的情况下，可变电流源104产生电流IA，电容器110被供给该电流IA而进行如虚线那样的充电。另外，在电容器110的充电电压为比基准电压VREF小的状态的情况下，比较器108的输出为低电平。之后，在电容器110的充电电压超过了基准电压VREF的情况下，比较器108的输出变为高电平。控制逻辑电路114在比较器108的输出变为高电平后的一定期间，接通开关元件112。即，形成电容器110用的放电路径。因此，电容器110经开关元件112如虚线那样地直接进行放电。而且，控制逻辑电路114接通开关元件112的一定期间是电容器110完成放电所需的期间，考虑电容器110的电容量等而预先设置在控制逻辑电路114内。并且，在电容器110的充电电压比基准电压VREF小的情况下，比较器108的输出再次变为低电平。因此，比较器108对虚线的充电电压输出频率信号A。
接着，在电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压为VB(＜VA)的情况下，可变电流源104产生电流IB(＜IA)，电容器110被供给该电流IB而进行如实线那样的充电。另外，在电容器110的充电电压为比基准电压VREF小的状态的情况下，比较器108的输出是低电平。之后，在电容器110的充电电压超过了基准电压VREF的情况下，比较器108的输出变为高电平。控制逻辑电路114在比较器108的输出变为高电平后的一定期间，接通开关元件112。因此，电容器110经开关元件112如实线那样地直接进行放电。并且，在电容器110的充电电压比基准电压VREF小的情况下，比较器108的输出再次变为低电平。因此，比较器108对实线的充电电压输出频率信号B。
接着，在电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压为VC(＜VB)的情况下，可变电流源104产生电流IC(＜IB)，电容器110被供给该电流IC而进行如单点划线那样的充电。另外，在为电容器110的充电电压比基准电压VREF小的状态的情况下，比较器108的输出是低电平。之后，在电容器110的充电电压超过了基准电压VREF的情况下，比较器108的输出变为高电平。控制逻辑电路114在比较器108的输出变为高电平后的一定期间，接通开关元件112。因此，电容器110经开关元件112如单点划线那样直接进行放电。并且，在电容器110的充电电压比基准电压VREF小的情况下，比较器108的输出再次变为低电平。因此，比较器108对单点划线的充电电压输出频率信号C。
如上所述，电压—频率转换装置100将电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压转换为对应于该差值电压的频率信号。
＝＝＝电压VIN(+)和电压VIN(-)的使用例＝＝＝电压—频率转换装置100可以作为例如求出由二次电池充电的残余电压等用的装置来采用。
图4是表示内置二次电池的电池组(battery pack)的示意结构图。在图4中，电池组200内置有二次电池201、检测电阻202、微计算机203(或也可以是逻辑集成电路)等。二次电池201和检测电阻202串联连接在与将二次电池201作为电源使用的电子设备电连接的+端子和—端子之间。通过二次电池201进行充电或放电，检测电阻202在其两端产生电压VIN(+)和电压VIN(-)。例如，在将电池组200装到电子设备的情况下，二次电池201为了向该电子设备提供电源，进行放电，而向检测电阻202的a方向(纸面向上方向)流过放电电流。即，在二次电池201进行放电的情况下，电压VIN(+)比电压VIN(-)低。进一步，二次电池201的放电量越小，电压VIN(+)和电压VIN(-)的差电压越大。另一方面，在将电池组200装到充电器(未图示)的情况下，二次电池201进行充电，而向检测电阻202的b方向(纸面向下方向)流过充电电流。即，在二次电池201进行充电的情况下，电压VIN(+)比电压VIN(-)高。进一步，二次电池201的充电量越多，电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压越大。
上述的电压VIN(+)和电压VIN(-)作为求出二次电池201进行放电时的残余电压或二次电池201进行充电时的充电电压的基础的电压信息，供给到微计算机203。微计算机203内置有电压—频率转换装置100。并且，微计算机203可以得到考虑了电压VIN(+)和电压VIN(-)的大小与电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压的频率信号。进一步，微计算机203对所得到的频率信号执行适当的程序处理，可算出二次电池201被装载到电子设备时的残余电压或该残余电压的可使用时间、充电中的充电电压等。
专利文献1特开2002-107428图5是表示电压—频率转换装置的输入输出特性的图。另外，在图5中，横轴表示输入到误差放大器102的电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压[V]，纵轴表示从比较器108输出的频率信号[Hz]。并且，上述的电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压与频率信号理想上具有如实线那样的比例关系。
但是，微计算机203(或逻辑集成电路)同步于自运行或另外运行的时钟信号来执行运算动作。另外，在图4的情况下，电压—频率转换装置100内置在如上所述的微计算机203中进行动作。因此，在作为电压—频率转换装置100内的比较器108的输出的频率信号的频率和微计算机203中使用的时钟信号的频率具有给定的关系的情况下，前者的频率信号受到来自后者的时钟信号的干扰(数字噪声)。作为上述给定的关系，例如举出前者的频率信号的频率是后者的时钟信号的频率的整数倍的情况等。其由频率信号的频率根据电容器110的充电电压为唯一的一定频率引起。在前者的频率信号受到来自后者的时钟信号的干扰的情况下，比较器108输出的频率信号的频率一定，而不响应于电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压的变化。即，电压—频率转换装置100因受到来自时钟信号的干扰，具有抑制了频率信号的变化的不灵敏区域。结果，电压—频率转换装置100的实际输入输出特性如单点划线那样，有与本来应是实线的输入输出特性偏离的问题。
另外，电压—频率转换装置100与时钟信号干扰的问题不限于该电压—频率转换装置100内置在微计算机203或逻辑集成电路等的情况下发生。例如，即使在分别独立设置电压—频率转换装置100和使用给定频率的时钟信号的电路等(集成电路、分立电路)的情况下，若为时钟信号对电压—频率转换装置100为干扰原因的设计环境，也可产生上述的干扰问题。
并且，在电压—频率转换装置100的输入输出特性为图5的单点划线那样的情况下，微计算机203求出比本来的残余电压还多的残余电压，以作为例如将电池组200装到电子设备的情况下的二次电池201的残余电压。这时，即使微计算机203在电子设备等的显示器等上显示二次电池201的残余电量，也有从二次电池201的残余电压好像充分残存的显示状态变为二次电池201的残余电压突然变为零，电子设备关闭的情况，有使使用者产生很大的迷惑的问题。
发明内容
本发明的目的是提供一种即使在周期性的数字噪声为干扰原因的情况下，也可保持良好的电压—频率转换精度的电压—频率转换装置。
解决所述问题用的发明是一种电压—频率转换装置，其中具有可变电流源，其用于使电容器进行充电；电流量调整部，其将使所述电容器进行充电用的所述可变电流源的电流量调整为对应于第一电压和第二电压的差值电压的电流量；比较部，其比较在所述电容器的一端侧产生的充电电压和基准电压的大小；放电部，其根据所述充电电压超过了所述基准电压时的所述比较部的比较结果，使所述电容器的充电电压放电；从所述比较部得到对应于所述第一电压和所述第二电压的差值电压的频率信号，其特征在于，包括使所述基准电压改变的基准电压改变部。
另外，一种电压—频率转换装置的基准电压产生方法，该电压—频率转换装置具有可变电流源，其使电容器进行充电；电流量调整部，其将所述电容器进行充电用的所述可变电流源的电流量调整为对应于第一电压和第二电压的差值电压的电流量；比较部，其比较所述电容器的一端侧产生的充电电压和基准电压的大小；放电部，其根据所述充电电压超过了所述基准电压时的所述比较部的比较结果，使所述电容器的充电电压放电；从所述比较部得到对应于所述第一电压和所述第二电压的差值电压的频率信号，其特征在于，使所述基准电压在预定的电压的范围内周期性变化。
根据本发明，可以使电压—频率的转换精度提高。
图1是表示本发明的电压—频率转换装置的电路框图；图2是表示本发明的电压—频率转换装置的动作的时序图；图3是表示现有的电压—频率转换装置的电路框图；图4是表示作为电压—频率转换装置的适用例的电池组的电路框图；图5是表示电压—频率转换装置的输入输出特性的特性图；图6是表示现有的电压—频率转换装置的动作的时序图；图7是表示使用了电池组的电子设备的一例的图。
图中102-误差放大器，104-可变电流源，108-比较器，110-电容器，112-开关元件，114-控制逻辑电路，302-基准电压改变部，304-第一基准电压源，306-第二基准电压源，308-第一电容器，310-第二电容器，312-第一开关元件，314-第二开关元件，316-第三开关元件，318-定时控制电路。
具体实施例方式
根据本说明书和附图的记载，可以至少清楚下面的事项。
＝＝＝电压—频率转换装置的结构＝＝＝《整体结构》参照图1来说明本发明的电压—频率转换装置的一结构例。图1是表示本发明的电压—频率转换装置的一结构例的电路框图。另外，对于图1的结构中与图3相同的结构标记同一符号，同时省略说明。
图1所示的电压—频率转换装置300具有误差放大器102(电流量调整部)、可变电流源104、基准电压改变部302、比较器108(比较部)、电容器110、开关元件112和控制逻辑电路114。图1的结构与图3的结构不同的是代替产生恒定的基准电压VREF的基准电压源106，具有产生按每一定周期来重复进行改变的基准电压VREF’的基准电压改变部302。另外，开关元件112和控制逻辑电路114相当于本发明的放电部。
比较器108比较在电容器110的非接地侧的一端呈现的充电电压和从基准电压变化部302产生的所谓以一定周期重复进行改变的基准电压VREF’。在图1中，将电容器110的充电电压施加到比较器108的+(非反相输入)端子，将基准电压VREF’施加到比较器108的—(反相输入)端子。因此，比较器108在电容器110的充电电压比基准电压VREF’小的情况下输出低电平，在电容器110的充电电压超过了基准电压VREF’的情况下输出高电平。即，比较器108输出对应于电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压和基准电压VREF’的频率信号。
《基准电压改变部的结构》基准电压改变部302具有第一基准电压源304、第二基准电压源306、第一电容器308、第二电容器310、第一开关元件312(TG1)、第二开关元件314(TG2)、第三开关元件316(TG3)和定时控制电路318。在这里，第一基准电压源304产生电压V1。第二基准电压源306产生电压V2(＜电压V1)。将第一电容器308的电容值设置为比第二电容器310的电容值大。将第一开关元件312连接到产生电压V1的第一基准电压源304的非接地侧的一端和产生充放电电压的第二电容器310的非接地侧的一端之间。将第二开关元件314连接到产生电压V2的第二基准电压源306的非接地侧的一端和第二电容器310的非接地侧的一端之间。将第三开关元件316连接到产生充放电电压的第一电容器308的非接地侧的一端和第二电容器310的非接地侧的一端之间。并且，将第一电容器308的非接地侧的一端产生的充放电电压作为基准电压VREF’施加到比较器108的一端子上。定时控制电路318开关控制第一开关元件312、第二开关元件314、第三开关元件316，使得在第一电容器308的一端产生的充放电电压在电压V1和电压V2之间周期性变化。尤其，开关控制电路318根据从微计算机203供给的时钟信号，预先在内部形成可产生分别在预定的定时内接通断开第一开关元件312、第二开关元件314和第三开关元件316用的控制信号的硬件逻辑。并且，基于定时控制电路318进行的定时控制，第一开关元件312和第二开关元件314在第一周期T1中互补地接通断开，第三开关元件316在第二周期T2(＜第一周期T1)中接通断开。另外，作为这些第一到第三开关元件312、314、316，可以采用双极晶体管或MOSFET等。
第一开关元件312和第三开关元件316作为使在第一电容器308的一端呈现的基准电压VREF’从电压V2侧升高到电压V1侧用的充电用的第一开关电路起作用。另一方面，第二开关元件314和第三开关元件316作为使在第一电容器308的一端呈现的基准电压VREF’从电压V1侧降低到电压V2侧用的放电用的第二开关电路起作用。
＝＝＝电压—频率转换装置的动作＝＝＝《基准电压改变部的动作》参照图1和图2，来说明基准电压改变部302产生周期性变化的基准电压VREF’的动作。图2是表示电压—频率转换装置的动作的时序图。另外，在图2中，表示第一到第三开关元件312、314、316的TG1到TG3的高电平表示第一到第三开关元件312、314、316的接通状态，另一方面，TG1到TG3的低电平表示第一到第三开关元件312、314、316的断开状态。
首先，在基准电压改变部302的稳定状态下，在第一开关元件312断开，同时第二开关元件314接通的情况下，在第二电容器310的非接地侧的一端产生的电压从高电压V1变为低电压V2。因此，在第一开关元件312断开且第二开关元件314接通的T1/2期间中，每次第三开关元件316以第二周期T2重复接通时，第一电容器308的充电电压向该第二电容器310平均移动第二电容器310的电容值部分。结果，第一电容器308的非接地侧的一端产生的基准电压VREF’每次在第三开关元件316接通时，从电压V1侧向电压V2侧按等级状降低。
接着，在基准电压改变部302的稳定状态下，在第一开关元件312接通，同时第二开关元件314断开的情况下，第二电容器310的非接地侧的一端产生的电压从低电压V2变为高电压V1。因此，在第一开关元件312接通且第二开关元件314断开的T1/2期间中，每次第三开关元件316以第二周期T2重复接通时，第二电容器310的充电电压向第一电容器308平均移动该第二电容器310的电容值部分。结果，第一电容器308的非接地侧的一端产生的基准电压VREF’每次在第三开关元件316接通时，从电压V2侧向电压V1侧按等级状升高。
根据定时控制电路318进行的第一到第三开关元件312、314、316的开关控制，从第一电容器308的非接地侧的一端产生在电压V1和电压V2之间，以第一周期T1为单位重复进行降低或升高的基准电压VREF’。即，基准电压VREF’与基准电压VREF不同，不是恒定值。
另外，在本实施方式中，说明了第一周期T1和第二周期T2具有“T1＝8*T2”的关系的情况，但是并不限于此。第二周期T2也可为比第一周期T1更短的周期。这时，电压V1和电压V2之间的基准电压VREF’的按等级状变化的各期间比图2短，该基准电压VREF’的按等级状变化的各量(各等级)比图2少。即，基准电压VREF’与图2的情况相比，更频繁变化。
《整体动作》参考图1和图2来说明本发明的电压—频率转换装置的动作。另外，在图2中，电容器110的充电电压升高时的斜率向从可变电流源104供给的电流越小、越变缓的方向变化。可变电流源104的电流量根据电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压而唯一确定。即，从比较器108输出的频率信号的频率根据电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压来唯一确定。在本实施方式中，说明电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压大致恒定的期间的动作。即，电容器110的充电电压升高时的斜率大致恒定。
例如，在电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压为VX的情况下，可变电流源104产生电流IX，电容器110供给该电流IX而进行如实线那样的充电。另外，在为电容器110的充电电压比基准电压VREF’小的状态的情况下，比较器108的输出为低电平。之后，在电容器110的充电电压超过了基准电压VREF’的情况下，比较器108的输出变为高电平。控制逻辑电路114在比较器108的输出变为高电平后的一定期间，接通开关元件112。即，形成电容器110用的放电路径。因此，电容器110经开关元件112直接进行如实线那样的放电。另外，控制逻辑电路114接通开关元件112的一定期间是电容器110完成放电所需的期间，考虑电容器110的电容量等而预先确定在控制逻辑电路114内。并且，在电容器110的充电电压比基准电压VREF’小的情况下，比较器108的输出再次变为低电平。因此，比较器108输出图2的频率信号。
在本实施方式中，基准电压VREF’在电压V1和电压V2之间周期性变化。即，由于即使在电容器110的充电电压升高的斜率大致恒定的期间内，成为该充电电压的比较对象的基准电压VREF’的电平周期性变化，所以从比较器108输出的频率信号的频率有偏差，而不会大致恒定。
因此，由于即使在将电压—频率转换装置300内置在使用如图4所示的时钟信号进行动作的微计算机203或逻辑集成电路的情况下，从比较器108输出的频率信号的频率也会有偏差，所以从比较器108输出的频率信号与时钟信号等的周期性的数字噪声的频率有一定的关系(例如，频率信号是时钟信号的整数倍等)的可能性极低。因此，从比较器108输出的频率信号很难受到时钟信号等的数字噪声的干扰，很难产生图5所示的不灵敏区域。由此，本实施方式的电压—频率转换装置300的输入输出特性不会从如图5所示的本来应为实线的直线特性大大偏离为单点划线的特性，与实线的直线特性大致一致。
因此，通过采用本实施方式的电压—频率转换装置300，可以提高电压—频率转换精度。尤其在将电压—频率转换装置300用于检测图4所示的电池组200的二次电池201的残余电压等的情况下，可以求出更准确的残余电压等。
另外，第一电容器308和第二电容器310的电容量比越大，基准电压VREF’按等级状变化的各期间越短，进一步，基准电压VREF’按等级状变化的各量(各等级)越小。因此，可以进一步减少从比较器108输出的频率信号受到来自时钟信号等的周期性的数字噪声的干扰的可能性。
在这里，在将电压—频率转换装置300用于二次电池201的充放电状态的检测的情况下，为了在施加到误差放大器102的电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压变为零时，从可变电流源104向电容器110供给的电流变为给定的电流IO(＞0)，也可设置误差放大器102和可变电流源104的关系。例如，在将内置了电压—频率转换装置300的电池组200装载到电子设备中，并对该电子设备提供电源的情况下，二次电池201进行放电。即，由于沿图4的a方向流过放电电流，所以电压VIN(+)＜电压VIN(-)的关系成立，电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压越大，越从图5的横轴中的电压VIN(+)＝电压VIN(-)点向右方向移动，从比较器108输出的频率信号的频率越高。另一方面，在将内置了电压—频率转换装置300的电池组200装到充电器中的情况下，二次电池201进行充电。即，由于沿图4的b方向流过充电电流，所以电压VIN(+)＞电压VIN(-)的关系成立，电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压越大，越从图5的横轴中的电压VIN(+)＝电压VIN(-)点向左方向移动，从比较器108输出的频率信号的频率越低。在微计算机203中，可以将电压VIN(+)＝电压VIN(-)时的比较器108的频率信号作为基准，根据电压VIN(+)和电压VIN(-)的大小和差值电压，来检测出二次电池201的充放电状态。
＝＝＝电池组的使用例＝＝＝作为具有图1的电压—频率转换装置300的电池组200的使用对象，可举出例如图7所示的笔记本型个人计算机400。通过将电池组200插入且装到设置在该笔记本型个人计算机400的侧面的电池插入口402中，从而可以供给使笔记本型个人计算机400动作用的电源。另外，可以将由电池组200内部的微计算机203求出的二次电池201的残余电量(或可使用时间)显示在显示器404的端部或专门设置的小型显示器406上。作为二次电池201的残余电量的显示方法，可以是使用了条形的指示器(indicator)显示，也可以是数字显示。
另外，作为具有电压—频率转换装置300的电池组200的其他适用对象，可举出数字相机或移动电话机等。
即，由于通过使用电压—频率转换装置300可以提高电压—频率的转换精度，所以对于需要适当的电压—频率转换结果的任何便携型的电子设备，使用效果大。
如从上面的说明所明白的，一种电压—频率转换装置300，其中包括使电容器110进行充电用的可变电流源104；将电容器104进行充电用的可变电流源104的电流量调整为对应于电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压的电流量的误差放大器102；比较在电容器110的一端侧产生充电电压和基准电压VREF’的大小的比较器108；根据充电电压超过了基准电压VREF’时的比较器108的比较结果，使电容器110的充电电压放电的放电部(开关元件112、控制逻辑电路114)；并从比较器108得到对应于电压VIN(+)和电压VIN(-)的差值电压的频率信号，其特征在于，具有使得基准电压VREF’改变的基准电压改变部302，。由此，可以使从比较器108输出的频率信号的频率偏差为不受到来自时钟信号等的周期性的数字噪声的干扰的程度，可以使电压—频率的转换精度提高。
另外，基准电压改变部302在预定的电压V1和电压V2的范围内，使基准电压VREF’周期性变化。由此，可以将基准电压VREF’的改变幅度预先限制在电压V1和电压V2之间。即，在来自比较器108的频率信号正好不受到来自时钟信号等的周期性的数字噪声的干扰的范围内，且电压—频率的转换精度不像图5的单点划线那样降低的范围内，使基准电压VREF’的电平改变。由此，可以使电压—频率的转换精度提高。尤其，基准电压VREF’最好是在第一周期T1中重复进行升高和降低的等级状波形的电压。
另外，基准电压改变部302可以为以下构成，其中具有产生电压V1的第一基准电压源304；产生电压值比电压V1小的电压V2的第二基准电压源306；第一电容器308；电容值比第一电容器308小的第二电容器310；以第二电容器310的电容值为单位，使第一电容器308从电压V2侧向电压V1侧充电用的第一开关电路(第一开关元件312、第三开关元件316)；以第二电容器310的电容值为单位，使第一电容器308从电压V1侧向电压V2侧放电用的第二开关电路(第二开关元件314、第三开关元件316)和控制第一开关电路和第二开关电路的开关定时的定时控制电路318；并将第一电容器308的一端上呈现的充放电电压作为基准电压VREF’施加到比较器108的一端子上。
更具体的，基准电压改变部302可以为以下构成，其中具有产生电压V1的第一基准电压源304；产生电压值比电压V1小的电压V2的第二基准电压源306；第一电容器308；电容值比第一电容器308小的第二电容器310；连接在电压V1和呈现充放电电压的第二电容器310的一端之间的第一开关元件312；连接在电压V2和第二电容器310的一端之间连接的第二开关元件314；连接在呈现充放电电压的第一电容器308的一端和第二电容器310的一端之间连接的第三开关元件316；控制第一到第三开关元件312、314、316的开关定时的定时控制电路318；定时控制电路318以第一周期T1互补地开关第一开关元件312和第二开关元件314，同时，以比第一周期T1短的第二周期T2来开关第三开关元件316，并将第一电容器308的一端呈现的充放电电压作为基准电压VREF’施加到比较器108的一端子上。
另外，电压—频率转换装置300可以为内置到同步于给定频率的时钟信号来进行动作的集成电路(微计算机203或逻辑电路)中的装置。由于为从电压—频率转换装置300输出的频率信号很难受到时钟信号和周期性的数字噪声的影响的结构，所以即使使微计算机203或逻辑集成电路等单芯片化，电压—频率转换装置300也可执行精度高的电压—频率转换。
此外，若电压VIN(+)和电压VIN(-)为在二次电池201的电流流过的检测电阻202的两端出现的电压，则采用电压—频率转换装置300的微计算机203等可以高精度地求出二次电池201充电时的充电电压和放电二次电池时的残余电压等。
如上所述，说明了本发明的电压—频率转换装置和电压—频率转换装置的基准电压产生方法，但是上面的说明用于使本发明的理解变得容易，而不限定本发明。本发明可以进行改变、改进，而不脱离其精神，本发明当然包含其等效物。
权利要求
1.一种电压—频率转换装置，其中具有可变电流源，其用于使电容器进行充电；电流量调整部，其将使所述电容器进行充电用的所述可变电流源的电流量调整为对应于第一电压和第二电压的差值电压的电流量；比较部，其比较在所述电容器的一端侧产生的充电电压和基准电压的大小；放电部，其根据所述充电电压超过了所述基准电压时的所述比较部的比较结果，使所述电容器的充电电压放电；从所述比较部得到对应于所述第一电压和所述第二电压的差值电压的频率信号，其特征在于，包括使所述基准电压改变的基准电压改变部。
2.根据权利要求1所述的电压—频率转换装置，其特征在于，所述基准电压改变部在预定的电压范围内，使所述基准电压周期性变化。
3.根据权利要求2所述的电压—频率转换装置，其特征在于，所述基准电压为在各周期中重复进行升高和下降的等级状波形的电压。
4.根据权利要求3所述的电压—频率转换装置，其特征在于，所述基准电压改变部具有电压V1；电压V2，其电压值比所述电压V1小；第一电容器；第二电容器，其电容值比所述第一电容器小；第一开关电路，其以所述第二电容器的电容值为单位，用于使所述第一电容器从所述电压V2侧向所述电压V1侧充电；第二开关电路，其以所述第二电容器的电容值为单位，用于使所述第一电容器从所述电压V1侧向所述电压V2侧放电；定时控制电路，其控制所述第一开关电路和所述第二开关电路的开关定时；将所述第一电容器的一端呈现的充放电电压作为所述基准电压施加到所述比较部。
5.根据权利要求3所述的电压—频率转换装置，其特征在于，所述基准电压改变部具有电压V1；电压V2，其电压值比所述电压V1小；第一电容器；第二电容器，其电容值比所述第一电容器小；第一开关元件，其连接在所述电压V1和充放电电压呈现的所述第二电容器的一端之间；第二开关元件，其连接在所述电压V2和所述第二电容器的一端之间；第三开关元件，其连接在呈现充放电电压的所述第一电容器的一端和所述第二电容器的一端之间；定时控制电路，其控制所述第一到第三开关元件的开关定时；所述定时控制电路以第一周期互补地开关所述第一开关元件和所述第二开关元件，同时，以比所述第一周期短的第二周期来开关所述第三开关元件；将所述第一电容器的一端呈现的充放电电压作为所述基准电压施加到所述比较部。
6.根据权利要求1到5中任一项所述的电压—频率转换装置，其特征在于，内置在同步于给定频率的时钟信号来动作的集成电路中。
7.根据权利要求1到6中任一项所述的电压—频率转换装置，其特征在于，所述第一电压和所述第二电压是在二次电池的电流流过的检测电阻的两端呈现的电压。
8.一种电压—频率转换装置的基准电压产生方法，该电压—频率转换装置具有可变电流源，其使电容器进行充电；电流量调整部，其将所述电容器进行充电用的所述可变电流源的电流量调整为对应于第一电压和第二电压的差值电压的电流量；比较部，其比较所述电容器的一端侧产生的充电电压和基准电压的大小；放电部，其根据所述充电电压超过了所述基准电压时的所述比较部的比较结果，使所述电容器的充电电压放电；从所述比较部得到对应于所述第一电压和所述第二电压的差值电压的频率信号，其特征在于，使所述基准电压在预定的电压的范围内周期性变化。
全文摘要
本发明提供一种电压—频率转换装置，其中具有可变电流源，其用于使电容器进行充电；电流量调整部，其将使所述电容器进行充电用的所述可变电流源的电流量调整为对应于第一电压和第二电压的差值电压的电流量；比较部，其比较在所述电容器的一端侧产生的充电电压和基准电压的大小；放电部，其根据所述充电电压超过了所述基准电压时的所述比较部的比较结果，使所述电容器的充电电压放电；从所述比较部得到对应于所述第一电压和所述第二电压的差值电压的频率信号，其特征在于，包括使所述基准电压改变的基准电压改变部。因此，即使在周期性的数字噪声为干扰原因的情况下，也可保持良好的电压—频率转换精度。
文档编号G01R19/257GK1818705SQ20061000595
公开日2006年8月16日 申请日期2006年1月17日 优先权日2005年1月18日
发明者米泽善昭, 千里内忠雄 申请人:三洋电机株式会社