磁性轴承装置及真空泵的利记博彩app

磁性轴承装置及真空泵的利记博彩app
【专利摘要】本发明关于一种磁性轴承装置及真空泵，可以获得基本上无尖峰噪声影响的磁悬浮信息。磁性轴承装置包括：多个激磁放大器，将重叠有传感器载波信号的电磁铁电流供给至各磁轴承电磁铁；及控制部，对来自多个电流传感器的电流检测信号、及将与一对磁轴承电磁铁相关的一对电流检测信号相加所得的和信号进行模拟数字采样，而取得磁悬浮信息，基于磁悬浮信息而对激磁放大器进行脉宽调制控制；且以使脉宽调制载波信号的接通占空比区间(Ton)的长度一直比规定时间范围(Td)更长的方式进行脉宽调制控制。由此，通过在从接通占空比区间(Ton)的开始时间起经过规定时间(Td)之后进行模拟数字采样，而可以取得基本上无尖峰噪声影响的磁悬浮信息。
【专利说明】磁性轴承装置及真空泵
【技术领域】
[0001]本发明涉及一种具有致动(actuating)功能及传感(sensing)功能的磁性轴承装置，以及包括所述磁性轴承装置的真空泵(vacuum pump)。
【背景技术】
[0002]关于搭载着磁性轴承装置的真空泵，为了实现小型化(compact)、廉价化及可靠性提升，已知有一种构成，不设置旋转体的悬浮位移检测用的位置传感器(sensor)，而是使产生悬浮控制力的电磁铁除具有以往的致动功能以外还兼具传感功能(例如，参照专利文献I)。
[0003]以往,在磁性轴承装置中，通过对电磁铁线圈施加来自脉宽调制(Pulse WidthModulation, PWM)放大器(amplifier)的切换(switching)电压,而供给激磁电流。在具有致动功能及传感功能的磁性轴承装置中，通过检测电磁铁电流而取得旋转体的悬浮位置信息。当进行切换时，电磁铁电流会产生起因于浪涌电压(surge voltage)等的尖峰状(spike)的噪声(noise),因此专利文献I中记载的磁性轴承装置在电压切换的中间点规定电流的采样时间(sample timing)。
[0004]然而，当在PWM控制下接通占空比(on duty)接近O %或接近100%时,在切换噪声充分衰减之前便到了下一切换时间。在这种情况下，即便在电压切换的中间点进行采样(sampling),也无法避免切换噪声对采样的影响。
[0005]【背景技术】文献
[0006]专利文献
[0007]专利文献1:日本专利特开2009-275740号公报
【发明内容】

[0008]本发明的目的在于提供一种磁性轴承装置及真空泵，可以获得基本上无尖峰噪声影响的磁悬浮信息。
[0009]本发明的目的是采用以下技术方案来实现的。本发明的优选实施方式的磁性轴承装置包括:一对电磁铁，针对多个控制轴的每一个而设置，且相对于旋转轴而对向配置；多个激磁放大器，对施加至各电磁铁的电压进行PWM控制，且将重叠有用来侦测旋转轴的悬浮位置变化的传感器载波信号(carrier signal)的电磁铁电流供给至各电磁铁；多个电流传感器，检测电磁铁电流；及控制部，对来自多个电流传感器的电流检测信号、及将与一对电磁铁相关的一对电流检测信号相加所得的和信号进行模拟数字(Analog-to-Digital，AD)采样，而取得旋转轴的磁悬浮信息，基于磁悬浮信息而对激磁放大器进行PWM控制；且控制部是以使PWM载波信号的接通占空比(on duty)区间或断开占空比(off duty)区间的长度一直比基于电磁铁电流中产生的尖峰噪声的衰减特性所得的规定时间范围更长的方式进行PWM控制，且在从接通占空比区间或断开占空比区间的开始时间起经过规定时间范围之后进行AD采样。[0010]本发明的目的还可采用以下技术措施进一步实现。
[0011]而且，在优选实施方式中，针对电流检测信号包括具有比PWM载波频率更高的带域的低通滤波器(low-pass filter),且控制部对通过低通滤波器后的电流检测信号进行AD采样。
[0012]此外,优选为包括从和信号中去除直流成分的高通滤波器(high-pass filter),且控制部对通过高通滤波器后的和信号进行AD采样。
[0013]在更优选的实施方式中，将PWM载波信号的频率fpwm、传感器载波信号的频率fc、及AD采样的频率fs设定为整数倍的关系，且控制部同时总括地对与多个电磁铁的每一个相关的多个电流检测信号及和信号进行AD采样。
[0014]此外,优选以fpwm>fs>fc的方式进行设定。
[0015]本发明的目的还采用以下技术方案来实现的。本发明的优选实施方式的真空泵包括:泵转子(pump rotor),形成有排气功能部；电动机(motor),对泵转子进行旋转驱动；及所述磁性轴承装置，对泵转子的旋转轴进行磁悬浮支撑。
[0016]借由上述技术方案，本发明的磁性轴承装置及真空泵至少具有下列优点及有益效果:根据本发明，可以获得基本上无尖峰噪声影响的磁悬浮信息。
[0017]上述说明仅是本发明技术方案的概述，为了能够更清楚了解本发明的技术手段，而可依照说明书的内容予以实施，并且为了让本发明的上述和其他目的、特征和优点能够更明显易懂，以下特举较佳实施例，并配合附图，详细说明如下。
【专利附图】

【附图说明】
[0018]图1是表示真空泵的概略构成的图。
[0019]图2是表示控制单元的概略构成的框图。
[0020]图3是表示磁轴承67、68所包括的针对一轴所设的磁轴承电磁铁45的示意图。[0021 ] 图4是表示激磁放大器43的构成的图。
[0022]图5是表示激磁放大器43的施加电压(线LI)及电磁铁线圈中流动的电流(线L2)的一例的图。
[0023]图6是图5的符号B所示的部分的放大图。
[0024]图7是控制部44的磁轴承控制的针对一轴的功能框图。
[0025]图8(a)、图8(b)是表不电流检测信号Ip、Im中所包含的尖峰噪声C、与栅极信号及检测时间的关系的图。
[0026]图9是表示各轴的栅极信号与总括提取的时间的示意图。
[0027]图10是表示在断开占空比区间Toff进行信号提取的情况下的各轴的栅极信号与总括提取的时间的示意图。
[0028]图11是表示控制部44中的作为同步化组件的时钟电路420的构成的框图。
[0029]图12是对电压Vp、Vm、电流Ip、Im及信号的提取时间进行说明的图。
[0030]图13是对滤波器的影响进行说明的图。
[0031]图14是对使用带通滤波器的以往的滤波器构成进行说明的图。
[0032]图15是对信号延迟、对提取时间的影响进行说明的图，且表示低通滤波器的带域合适的情况。[0033]图16是对信号延迟、对提取时间的影响进行说明的图，且表示低通滤波器的带域在低频侧宽广而不合适的情况。
[0034]【主要元件符号说明】
[0035]1:泵单元4:泵转子
[0036]4a:旋转叶片4b:圆筒部
[0037]5:轴40:DC 电源
[0038]41:逆变器42:电动机
[0039]42a:电动机定子42b:电动机转子
[0040]43:激磁放大器44:控制部
[0041]45:磁轴承电磁铁55:转子盘
[0042]60:基座60a:排气口
[0043]61:泵壳61a:抽气口
[0044]61b:卡止部61c:固定凸缘
[0045]62:固定叶片63:间隔环
[0046]64:螺纹定子65:排气埤
[0047]66a、66b:机械轴承67~69:磁轴承
[0048]10ΙΑ、IOlB:电流传感器400:AD转换器
[0049]401p、401m:栅极信号产生部
[0050]403、404:低通滤波器405:高通滤波器
[0051]406:信号处理运算部407:磁悬浮控制器
[0052]408p、408m:限流电路409p、409m:信号处理运算部
[0053]410p、410m:放大控制器411:传感器载波产生电路
[0054]412p、412m:PWM 运算部420:时钟电路
[0055]441:PWM 控制信号
[0056]442:与关于电动机的相电压及相电流相关的信号
[0057]443:PWM栅极驱动信号444:电磁铁电流信号
[0058]4201~4203:分频电路BPF:带通滤波器
[0059]Bffl:传感器载波频带域BW2:悬浮控制成分的带域
[0060]BW3:偏置成分的带域BW4:PWM载波成分的带域
[0061]BW5:噪声成分的带域BWlO:比PWM载波频率更高的频率
[0062]Bffll:低频率范围
[0063]Bff (BPF):受带通滤波器所引起的延迟影响的带域
[0064]C:尖峰噪声d:位移
[0065]D10、D11:二极管E:位移信号调制带域
[0066]fc:传感器载波频率fpwm:P丽载波频率
[0067]fs:采样频率G:栅极信号
[0068]Ip、Im:电磁铁电流J:悬浮中心轴
[0069]L1、L2、L20、L21:线η:当前周期
[0070]η-1:前一次周期R:旋转体单元[0071]SW10、SW11:开关元件t:时间
[0072]T:提取时间Ta:可提取区间
[0073]Td:衰减时间Tmin:提取最小区间
[0074]Toff:断开占空比区间Ton:接通占空比区间
[0075]AToff:最小断开占空比区间ΛΤοη:最小接通占空比区间
[0076]Vp、Vm:电压
【具体实施方式】
[0077]为更进一步阐述本发明为达成预定发明目的所采取的技术手段及功效，以下结合附图及较佳实施例，对依据本发明提出的一种磁性轴承装置及真空泵的【具体实施方式】、结构、特征及其功效，详细说明如后。
[0078]以下，参照附图对用来实施本发明的方式进行说明。图1是对本实施方式的真空泵的概略构成进行说明的图，且表示磁悬浮式润轮分子泵(turbo molecular pump)的泵单元(pump unit) I的剖面的构成。涡轮分子泵包括图1所示的泵单元1、及对泵单元I进行驱动的控制单元(control unit)(未图示)。
[0079]泵单元I包括:涡轮泵段，由旋转叶片4a与固定叶片62构成；及牵引泵(dragpump)段(螺纹槽泵(thread groove pump)),由圆筒部 4b 与螺纹定子(screw stator) 64构成。这里，在螺纹定子64侧形成着螺纹槽，但也可以在圆筒部4b侧形成螺纹槽。作为旋转侧排气功能部的旋转叶片4a及圆筒部4b形成在泵转子4上。泵转子4紧固在轴(shaft) 5上。由泵转子4与轴5构成旋转体单元R。
[0080]多段固定叶片62在轴方向上与旋转叶片4a交替配置。各固定叶片62隔着间隔环(spacer ring) 63而载置在基座(base) 60上。如果用螺钉(bolt)将泵壳(pump casing) 61的固定凸缘(flange)61c固定在基座60上,那么层叠的间隔环63夹在基座60与泵壳61的卡止部61b之间，而定位固定叶片62。
[0081]轴5由设置在基座60上的磁轴承67、68、69非接触支撑。如后所述，磁轴承67、68、69是基于重叠着传感器载波成分的电磁铁电流而推定悬浮位置的变化的自传感(self-sensing)的磁轴承。另外，构成轴方向的磁轴承69的电磁铁是以在轴方向上夹持设置在轴5的下端的转子盘(rotor disc) 55的方式而配置。轴5由电动机42旋转驱动。
[0082]电动机42是同步电动机,在本实施方式中使用直流无刷电动机(DC brushlessmotor)。电动机42包括配置在基座60上的电动机定子42a、及设置在轴5上的电动机转子42b。在电动机转子42b上设置着永久磁铁。当磁轴承未运作时，轴5由非常用的机械轴承(mechanical bearing) 66a、66b 支撑。
[0083]在基座60的排气口 60a设置着排气埠(port) 65，在所述排气埠65上连接着后置泵(back pump)。通过一边使旋转体单元R磁悬浮一边由电动机42进行高速旋转驱动,而将抽气口 61a侧的气体分子向排气埠65侧排气。
[0084]图2是表示控 制单元的概略构成的框图。由设置在控制单元的直流(DC)电源40将来自外部的交流(AC)输入从交流转换为直流。DC电源40分别产生逆变器(inverter) 41用电源、激磁放大器43用电源、控制部44用电源。
[0085]对电动机42供给电流的逆变器41中包括多个开关元件。通过由控制部44控制这些开关元件的接通或断开，而驱动电动机42。
[0086]图2所不的10个磁轴承电磁铁45表不设置在各磁轴承67、68、69的磁轴承电磁铁。图1所示的涡轮分子泵中所使用的磁轴承是五轴控制型磁轴承，径方向的磁轴承67、68分别是两轴的磁轴承，且分别包括两对(四个)磁轴承电磁铁45。另外，轴方向的磁轴承69是一轴的磁轴承，且包括一对(两个)磁轴承电磁铁45。对磁轴承电磁铁45供给电流的激磁放大器43针对10个磁轴承电磁铁45的每一个而设置，从而控制单元中包括共10个激磁放大器43。
[0087]对电动机42的驱动及磁轴承的驱动进行控制的控制部44，例如由现场可编程门阵列(Field Programmable Gate Array, FPGA)等数字运算器与其外围电路构成。控制部44对逆变器41输出用来对设置在逆变器41的多个开关元件进行接通或断开控制的PWM控制信号441，且对各激磁放大器43分别输出用来对各激磁放大器43中所包含的开关元件进行接通或断开控制的PWM栅极(gate)驱动信号443。而且，如后所述，对控制部44输入与关于电动机42的相电压及相电流相关的信号442、及与磁轴承相关的电磁铁电流信号444。
[0088]图3是表示磁轴承67、68所包括的针对控制轴的一轴所设的磁轴承电磁铁45的示意图。两个磁轴承电磁铁45是以隔着悬浮中心轴(悬浮目标位置)J的方式对向配置。如上所述，针对各磁轴承电磁铁45分别设置着激磁放大器43。图3中，将靠近P侧(图示右侧)的磁轴承电磁铁45的位移d设为正。将位移为负侧的磁轴承电磁铁45称为M侧的磁轴承电磁铁45。
[0089](电磁铁电流Ip、Im的说明)
[0090]在本实施方式的五轴控制型磁轴承中，各磁轴承电磁铁45的电磁铁电流如果按功能分成分，那么包含偏置电流(bias current) ib、悬浮控制电流ic及位置检测用传感器载波成分的电流is。如果将P侧的磁轴承电磁铁45中流动的电流设为Ip，将M侧的磁轴承电磁铁45中流动的电流设为Im，那么如下述式(I)所示。isp为P侧的传感器载波成分，ism为M侧的传感器载波成分。其中，isp与ism的振幅的符号相反。
[0091]Ip=ib+ic+isp
[0092]Im=ib-1c+ism...(I)
[0093]偏置电流ib为直流或极低的频带，用于与作用于旋转体单元R的重力的抗衡力、悬浮力的线性改善、位移传感的偏置用途。
[0094]悬浮控制电流ic是用于使轴5 (也就是旋转体单元R)悬浮在规定位置的控制力用途的电流。悬浮控制电流ic根据悬浮位置的变动而变化，因此所述悬浮控制电流ic的频带为直流至IkHz左右。
[0095]传感器载波成分is是用于轴5的悬浮位置位移(也就是旋转体单元R的悬浮位置位移)的检测的电流成分。为了尽量抑制悬浮控制力的影响，传感器载波成分is通常使用数kHz?几十kHz (IkHz《fc ((IOOkHz)的频带内的频率。
[0096]通常，在工业用途的磁轴承中，应用电压控制型的PWM放大器作为激磁放大器43。也就是说，通过对施加至磁轴承电磁铁45的电磁铁线圈的电压进行控制，而进行电磁铁电流的控制。
[0097]施加至电磁铁线圈的电压Vp、Vm内的传感器载波成分vsp、vsm因为是分别以相反的相位施加的，所以如下述式(2)所示。其中，《c=2Jifc，fc为传感器载波频率。而且，t为时间，V为固定振幅值。
[0098]vsp=-v X sin (ω c X t)
[0099]vsm=v X sin (ω c X t)...(2)
[0100]另外，因为磁轴承电磁铁45与轴5之间的间隙(gap)(参照图3)与电磁铁线圈的电感(inductance)成反比,所以关于P侧电磁铁线圈及M侧电磁铁线圈的电感Lp、Lm,下述式(3)成立。另外，D为轴5位于悬浮中心轴(悬浮目标位置)时的间隙，d为距悬浮目标位置的位移。A为常数。
[0101]I / Lp=AX (D-d)
[0102]I / Lm = AX (D+d)...(3)
[0103]关于传感器载波成分，在施加至电磁铁线圈的电压与电磁铁线圈中流动的电流之间有下述式(4)所示的关系。其中，忽略线圈电阻。
[0104]vsp=LpXd(isp) / dt
[0105]Vsm=LmXd(ism) / dt...(4)
[0106]根据所述式⑵、式(3)、式(4)，电磁铁线圈中流动的电流的传感器载波成分isp、ism如下述式(5)所示。另外，B=vXA / ω Co如上所述，随位移d的时间变化对传感器载波成分isp、ism进行振幅调制。另一方面，因为偏置电流ib、悬浮控制电流ic的频率低，所以可以忽略位移变动的影响。
[0107]isp=_vX sin (ω c X t_ π / 2) / (ω c X Lp) =_Β (D_d) X sin (ω c X t_ π / 2)
[0108]ism=vX sin (ω c X t_ π / 2) / (ω c X Lm) =B (D+d) X sin (ω c X t_ π / 2)...(5)
[0109]综合以上的结果，如果检测出传感器载波成分isp、ism，那么获得位移d的信息。P侧及M侧的磁轴承电磁铁45中流动的总电流Ip、Im如下述式(6)所示。
[0110]Ip=ib+ic_B (D_d) X sin (ω c X t_ π / 2)
[0111]Im=ib_ic+B(D+d)X sin(ωcXt_π / 2)...(6)
[0112]( 二象限激磁放大器的说明)
[0113]图4是表示对应各磁轴承电磁铁45而设置的激磁放大器43的构成的图。激磁放大器43是将两个由串联的开关元件与二极管(diode)串联而成的组件进一步并联而成。磁轴承电磁铁45连接在开关元件SWlO及二极管DlO的中间、与开关元件SWll及二极管Dll的中间之间。
[0114]从控制部44对开关元件SW10、Sffll输入用来控制偏置电流ib、悬浮控制电流ic及传感器载波成分is的PWM控制信号(图2的PWM栅极驱动信号443)作为栅极信号(栅极驱动电压)。开关元件SW10、SW11同时进行接通或断开，当两开关元件均接通时，电流(所述电流Ip、Im)如实线箭头所示那样流动，当两开关元件均断开时，电流(所述电流Ip、Im)如虚线箭头所示那样流动。接通时的电流值由电流传感器IOlA测量，断开时的电流值由电流传感器IOlB测量。电流传感器101A、101B中例如使用分流电阻器(shunt resistor),且将分流电阻器的电压用作电流检测信号。电流检测信号被输入至控制部44。
[0115]图5是表示激磁放大器43对电磁铁线圈的施加电压(线LI)及电磁铁线圈中流动的电流(线L2)的一例的图。如果使两个开关元件SW10、SWll接通，那么电压被施加至电磁铁线圈，从而电流增加。另外，如果使开关元件SW10、SW11断开，那么通过二极管D10、Dll的导通而对电磁铁线圈施加反向电压，从而电流减少。因此，电流线L2表示在PWM载波一周期内的电流的增加及减少、与周期更长的正弦波式变化这两方面。所述正弦波式变化相当于传感器载波成分的变化。
[0116]图6是图5的符号B所示的部分的放大图。可知当将开关元件SWlO、SWlI从接通状态(上升线)切换为断开状态(下降线)时、及当从断开状态(下降线)切换为接通状态(上升线)时，产生起因于浪涌电压等的尖峰状的噪声C。在以往的磁性轴承装置中，所述噪声成分的影响会导致位移检测时的信噪(Signal-to-Noise，S / N)比下降。因此，在本实施方式中，为了抑制磁轴承控制时的噪声成分的影响，而进行以下所说明的控制。
[0117]图7是控制部44的磁轴承控制的功能框图，且针对控制轴五轴内的一轴予以表示。以下，首先说明控制整体的概略，之后对用来抑制噪声影响的构成进行说明。
[0118]如上所述，针对控制轴的一轴设置着一对(P侧及M侧)磁轴承电磁铁45，且针对各磁轴承电磁铁45分别设置着激磁放大器43。从10个激磁放大器43分别输出电流检测信号。以下，考虑将一个磁轴承电磁铁45视为一轴，将与10个磁轴承电磁铁45相关的控制视为与10轴相关的控制。
[0119]控制部44的栅极信号产生部401p产生用来驱动P侧的激磁放大器43的开关元件的栅极信号。同样，栅极信号产生部401m产生用来驱动M侧的激磁放大器43的开关元件的栅极信号。如果基于栅极信号对各激磁放大器43的开关元件进行接通或断开控制，那么会对磁轴承电磁铁45的电磁铁线圈施加电压，流动所述电流Ip、Im。从P侧的激磁放大器43的电流传感器101AU01B输出P侧的磁轴承电磁铁45中流动的电流Ip的电流检测信号(以与电流相同的Ip表不)。另一方面，从M侧的激磁放大器43的电流传感器101A、IOlB输出M侧的磁轴承电磁铁45中流动的电流Im的电流检测信号(以与电流相同的Im表不)。
[0120]从电流传感器101A、101B输出的电流检测信号Ip、Im分别经由低通滤波器403、404而输入至AD转换器(converter) 400。而且,经由高通滤波器405对AD转换器400输入通过低通滤波器403、404后的电流检测信号Ip、Im的和信号(Ip+Im)。因为电流检测信号Ip、Im可以如式(6)所示那样表示，所以和信号(Ip+Im)可以由下述式(7)表示。另外，这些信号对应于图2的电磁铁电流信号444。AD转换器400以采样频率fs提取电流检测信号Ip、Im及和信号(Ip+Im)。
[0121]Ip+Im=2 X ib+2 XBX dX sin (ω c X t_ π / 2)...(7)
[0122]之后再对低通滤波器403、404及高通滤波器405的详细内容进行叙述，如果使电流检测信号Ip、Im通过低通滤波器403、404，那么高频率的噪声成分被去除。而且，如果使和信号(Ip+Im)通过高通滤波器405，那么和信号(Ip+Im)中所包含的偏置成分(2Xib)被去除。
[0123]经AD转换器400采样的和信号(Ip+Im)被输入至信号处理运算部406。信号处理运算部406基于采样数据(sampling data)对轴5的位移信息进行运算。在磁悬浮控制器407中，基于来自信号处理运算部406的位移信息，通过比例控制、积分控制及微分控制等而产生悬浮控制电流设定值。P侧的控制是使用从偏置电流设定量中减去悬浮控制电流设定值所得的值，M侧的控制是使用在偏置电流设定量上加上悬浮控制电流设定值所得的值。
[0124]此外，分别设置着限流电路(current limit circuit) 408p、408m,以使得即便在对泵施加了过大的外部干扰等而轴5大幅位移时，也不会产生如下情况:相对向的磁轴承电磁铁45的其中一磁轴承电磁铁(例如P侧)的激磁电流变大,另一磁轴承电磁铁(在此情况下为M侧)的激磁电流成为零，而传感器载波成分电压仅施加至单侧。通过设置限流电路408p、408m，而可以一直对磁轴承电磁铁45施加传感器载波电压。
[0125]另一方面，经AD转换器400米样的电流检测信号Ip、Im被分别输入至对应的信号处理运算部409p、409m。信号处理运算部409p、409m基于采样数据对与有助于悬浮控制力的电流成分(偏置电流ib、悬浮控制电流ic)相关的信息进行运算。
[0126]信号处理运算部409p的运算结果在通过放大控制器410p后，对来自限流电路408p的输出进行减法运算处理。而且，将来自传感器载波产生电路411的传感器载波成分(V X sin (ω c X t))对所述减法运算处理结果进行减法运算，基于该减法运算结果而在PWM运算部412p中产生PWM控制信号。栅极信号产生部401p基于PWM运算部412p中产生的PWM控制信号而产生栅极驱动电压(栅极信号)。
[0127]另外，信号处理运算部409m的运算结果在通过放大控制器410m后，对来自限流电路40Sm的输出进行减法运算处理。而且，将来自传感器载波产生电路411的传感器载波成分(VXsin(CocXt))对所述减法运算处理结果进行加法运算，基于该加法运算结果而在PWM运算部412m中产生PWM控制信号。栅极信号产生部401m基于PWM运算部412m中产生的PWM控制信号而产生栅极驱动电压。
[0128]接下来，对用来抑制尖峰噪声影响的构成进行说明。首先第一，在本实施方式中，为了抑制尖峰噪声成分的影响，而即便在轴5的悬浮位置因外部干扰等引起变动而PWM占空比发生变化的情况下，也要确保规定的最小接通占空比区间(或最小断开占空比区间)。通过确保所述最小接通占空比区间(或最小断开占空比区间)，而可以在PWM载波一周期内取得噪声成分充分衰减的可提取区间。接着，在所述可提取区间内，将所述电流检测信号Ip、Im及和信号(Ip+Im)提取至AD转换器400。
[0129]第二，针对10轴全部(10个激磁放大器43的全部电流检测信号)，使所述可提取区间的时间一致。也就是说，使PWM载波频率fpwm、电压上所重叠的传感器载波频率fc、及将信号提取至AD转换器400时的采样频率fs以具有整数倍的关系(fpwm=nXfc，fs=kXfc)的方式同步化。接着，针对10轴全部而总括地提取至AD转换器400。
[0130]第三，以信号的延迟不会对AD转换器400的总括提取的时间产生影响的方式构成与要提取至AD转换器400的电流检测信号Ip、Im及和信号(Ip+Im)相关的滤波器。
[0131 ](关于第一构成)
[0132]首先，对第一构成进行说明。通过对开关元件SWlO、Sffll进行PWM控制而控制电流的激磁放大器43是通过改变图5所示的PWM载波一周期内的PWM控制信号的接通占空t匕，而控制电流的增加及减少。因此，例如在开关元件SW10、SW11接通的区间(称为接通占空比区间)内进行采样时，如果接通占空比区间非常短，那么切换时产生的尖峰噪声在所述区间内未充分地衰减，会将包含尖峰噪声影响的信号提取至AD转换器400。在断开占空比区间内采样信号时也同样，如果断开占空比区间非常短，那么采样取得的信号中包含尖峰噪声的影响。
[0133]因此，在本实施方式中，对于接通占空比的持续时间，设定如图8(a)所示的最小接通占空比区间ΛΤοη。另一方面，在断开占空比区间内采样信号时，设定如图8(b)所示的最小断开占空比区间Λ Toff。[0134]图8(a)、图8(b)是表示电流检测信号Ip、Im中所包含的尖峰噪声C、与栅极信号及检测时间的关系的图。线L20表示电流检测信号，符号C所示的部分为尖峰噪声。图8(a)表示在接通占空比区间内将电流检测信号提取至AD转换器400的情况，图8 (b)表示在断开占空比区间内将电流检测信号提取至AD转换器400的情况。在任一情况下，均在线L20的下侧示出两种栅极信号。
[0135]在图8(a)的情况下，最小接通占空比区间ΛΤοη是在尖峰噪声C的衰减时间Td上加上用来向AD转换器400进行提取的提取最小区间Tmin而成的区间(Λ Ton=Td+Tmin)。衰减时间Td表示从尖峰噪声产生到噪声成分衰减且影响不成问题为止的时间。如果在从施加电压的上升(栅极信号向高电平(high level)的切换)开始经过衰减时间Td后的提取最小区间Tmin内提取信号，那么可提取基本上无尖峰噪声影响的信号。在本实施方式中，当进行PWM控制时，以使接通占空比区间大于最小接通占空比区间ΛΤοη的方式产生栅极信号。
[0136]将接通占空比的持续时间(接通占空比区间)Ton控制在Λ Ton≤Ton≤Tpwm(PWM载波一周期)的范围内。图8(a)的上侧的栅极信号表示接通占空比区间Ton长于最小接通占空比区间ΛΤοη的情况。另一方面，下侧的栅极信号表示将接通占空比区间Ton控制为最小而成为Ton=ATon的情况。
[0137]另一方面，图8(b)的情况的最小断开占空比区间AToff也与最小接通占空比区间ΛΤοη同样，设定为AToff=Td+Tmin。另外，电流检测信号向AD转换器400的提取可以在提取最小区间Tmin内的任一时间进行。最小接通占空比区间ΔΤοη及最小断开占空比区间AToff内的衰减时间Td例如是通过实际测量尖峰噪声C的衰减时间，基于所述实际测量结果而得。另外，就PWM控制的控制性的观点而言，ATofT越小越好，因此提取最小区间Tmin在由AD转换器400可提取的范围内越小越好。
[0138]在本实施方式中，因为以使PWM控制时的接通占空比成为最小接通占空比区间ΔΤοη以上的方式进行控制，所以可确实地确保不受尖峰噪声的影响地提取信号的提取最小区间Tmin。另外，在断开占空比区间内提取信号的构成的情况下，也可以通过对断开占空比设定最小断开占空比区间Λ Toff，而同样地确保不受尖峰噪声的影响地提取信号的提取最小区间Tmin0
[0139]当然，在如图8(a)的上侧的栅极信号那样Τοη> Λ Ton的情况下，也可以在提取最小区间以后提取信号，也就是在从提取最小区间Tmin到栅极信号被切换为低电平(lowlevel)之间提取信号。图8(b)的情况也相同。
[0140](关于第二构成)
[0141]接下来，对第二构成进行说明。所谓10轴全部的可提取区间的时间一致，是指如图9所示那样对于各激磁放大器43的栅极信号的PWM载波一周期一致。为了如图9所示那样使各信号的PWM载波一周期一致，在本实施方式中，使10轴全部的PWM载波频率fpwm相同，且进行同步化。
[0142]图9是示意性地表示各轴的栅极信号与总括提取的时间的图。另外，图9中，仅示出与10轴(10个栅极信号)内的磁轴承67的X轴方向上所配置的一对磁轴承电磁铁45 (67xp)、45 (67xm)及磁轴承69的z轴方向上所配置的一对磁轴承电磁铁45 (69p)、45 (69m)相关的栅极信号。[0143]对各激磁放大器43分别输入如图9所示的栅极信号，从而同样的矩形波电压被施加至各磁轴承电磁铁45。结果，在各施加电压的上升时分别产生具有宽范围的频率成分的尖峰噪声C。各栅极信号的虚线所示的区间表示各尖峰噪声C的衰减区间，最上段所示的线L20的尖峰噪声C表示磁轴承电磁铁45 (67xm)的电流中产生的尖峰噪声。
[0144]图9所示的例表示10轴内对于磁轴承电磁铁45 (67xm)的栅极信号的接通占空比区间最短的情况。因为接通占空比区间Ton被设定为最小接通占空比区间ΛΤοη以上，所以可以在经过衰减时间Td后到各接通占空比区间Ton的右端为止的可提取区间Ta内，总括地提取10轴的信号(从10个激磁放大器43输出的信号)。
[0145]在磁轴承电磁铁45 (67xm)的栅极信号的情况下，因为Ton=ATon,所以Ta=Tmin。另外，在接通占空比区间如图9的磁轴承电磁铁45(69p)的栅极信号那样的情况下，可提取区间Ta为TaXTmin。如上所述，在本实施方式中，因为在产生尖峰噪声C后经过比衰减时间Td更长的时间之后提取信号，所以提取的任一信号均为基本上无噪声影响的信号。
[0146]图10是在断开占空比区间Toff内进行信号的提取的情况且对应于图9的图。在此情况下，也由断开占空比区间Toff最短的磁轴承电磁铁45(67xm)的栅极信号来决定提取时间。也就是说，针对磁轴承电磁铁45(67xm)的栅极信号，在从断开占空比区间Toff的开始时间起经过衰减时间Td后的时间点与断开占空比区间Toff结束的时间点之间，对10轴的信号全部总括地进行提取。
[0147]例如，当PWM载波频率为80kHz时，PWM载波一周期为12.5ps。因为切换噪声的衰减需要0.5ys?Iys左右,所以所述衰减时间相当于12.5ps的4%?8%。由此,最小接通占空比区间ΛΤοη(或最小断开占空比区间AToff)优选比所述衰减时间长且确保为12.5μ s的5%?20%左右。因此，提取最小区间Tmin为0.1ys?Iys左右。如果在该区间内提取信号，那么可以不受噪声的影响地提取信号。
[0148]此外，当如图9、图10所示那样针对10轴全部进行总括提取时，为了可以采样最合适的信号作为电流检测信号Ip、Im及和信号(Ip+Im)，而使PWM载波频率fpwm、电压上所重叠的传感器载波频率fc、以及将电流检测信号Ip、Im及和信号(Ip+Im)提取至AD转换器400时的采样频率fs以具有整数倍的关系(fpwm=nXfc, fs = kXfc)的方式同步化。
[0149]图11是表示控制部44中的作为同步化组件的时钟电路(clock circuit)420的构成的框图。分频电路4201对来自PWM占空比用振荡时钟的信号进行分频，而产生PWM载波用(fpwm)的脉冲信号。分频电路4202对来自分频电路4201的信号进行分频，而产生传感器载波用(fc)的脉冲信号。分频电路4203对来自分频电路4201的信号进行分频，而产生AD转换用(fs)的脉冲信号。这些信号适用于各轴。
[0150]图12是对施加至磁轴承电磁铁45的线圈的电压Vp、Vm、线圈中流动的电流Ip、Im、及信号的提取时间进行说明的图。另外，图12中，针对控制轴的一轴(P侧与M侧)，表示PWM载波频率fpwm、传感器载波频率fc、AD转换器400的提取采样频率fs、专门针对传感器载波成分的栅极信号、线圈施加电压、线圈激磁电流、和信号(也就是位移信号)的关系。即，针对电压Vp、Vm及电流Ip、Im的传感器载波成分予以表示。
[0151]fpwm、fs及fc是以fpwm>fs>fc的方式进行设定。在图12所示的例中，设为fpwm=8X fc, fs=2Xfc。而且 fpwm>fs>fc。周期 Tpwm、Ts、Tc 的关系为 8Tpwm=2Ts=Tc,以PWM载波每四周期一次的比例进行采样，且是以载波信号每一周期两次的比例进行采样。当fpwm 为 80kHz (Tpwm=12.5 μ m)时，fc 为 IOkHz (Tc=IOO μ s), fs 为 20kHz (Ts=50 μ s)。
[0152]如图12所示，传感器载波成分的电压、电流的振幅相位均一致。关于传感器载波成分，如式(4)所示可忽略电阻成分，因此电流相对于电压而为大致90度(deg)相位延迟的关系。
[0153]vsp=LpXd(isp) / dt
[0154]Vsm=LmXd(ism) / dt...(4)
[0155]考虑该延迟，在最靠近P侧、M侧的电流振幅最大的时间的可提取区间内，将所有轴的电流检测信号Ip、Im及各个和信号(Ip+Im)同时总括地提取至AD转换器400。在图12所示的例中，粗箭头为提取时间。如果将采样周期(I / fs)的当前周期设为n，那么前一次周期为n-1。n-1的提取时间(左侧的箭头)位于传感器载波的正相位区域，且为PWM第四周期的将要向下一周期移行之前的可提取区间。另外，当前周期η的提取时间位于传感器载波的反相位区域，且为PWM第八周期的将要向下一周期移行之前的可提取区间。因为控制轴的每一轴有三个信号(Ip、Im、Ip+Im)，所以在五轴控制的情况下，要提取5X3 =15个信号。
[0156]另外，在图7所示的信号处理运算部406、409p、409m中，基于当前周期η的数据与前一次提取周期n-Ι的数据进行如下运算。
[0157]首先，在信号处理运算部409p、409m中，以采样周期(I / fs)对检测电流信号Ip、Im进行移动平均处理。如图12所示，以采样周期(I / fs)在当前周期η提取的电流检测信号Ipn、Imn、与已在前一次周期n-1提取的电流检测信号Ipn_l、Imn-1的传感器载波成分的振幅均大致为最大振幅，且互为反相位关系。
[0158]另一方面，偏置成分、悬浮控制成分及位移变动成分的频带域大致为IkHz以下。如上所述，偏置成分、悬浮控制成分及位移变动成分的频带域以传感器载波成分的情况的I / 10左右缓慢地变化，因此在采样一周期(I / fs)内基本上无变化，可以认为是固定的。因此，通过进行如下述式(8)的移动平均处理，而可以仅将除传感器载波成分以外的有助于悬浮控制力的电流成分(偏置电流ib、悬浮控制电流ic)抽出。
[0159]P 侧电流=(Ipn+Ipn_l) / 2
[0160]M 侧电流=(Imn+Imn-l) / 2...(8)
[0161]另外，如果反馈(feed back)控制的放大控制器410p、410m(参照图7)的一部分构成数字低通滤波器，那么在fs=2Xfc的情况下，可以获得对作为fs的一半频率的fc具有陡峭的衰减特性的低通滤波器。因此，可以去除反馈的传感器载波成分，所以可以改善传感器载波成分的定压性。
[0162]在信号处理运算部406中，进行如下运算。图7中，如果使和信号(Ip+Im)通过高通滤波器405，那么成为偏置成分被删去的信号。所述信号为以位移进行调制后的位移信号。
[0163]关于图12的单点划线所示的和信号(Ip+Im)，与电流检测信号的情况同样地，以采样周期(I / fs)在当前周期η提取的和信号(η)与在前一次周期n-1提取的和信号(n-Ι)大致为最大振幅，且为反相位关系。其中，在实线(Im)及虚线(Ip)所示的电流检测信号的情况下，将传感器载波成分删去，而在位移信号的情况下，必须从传感器载波成分中抽出具有符号的位移。[0164]在图12中，因为当前周期η为传感器载波反相位区间，和信号的振幅与位移d符号相反，所以在取平均时必须进行符号反转。因此，在利用PWM产生电压控制输出的过程中，当电压Vp的相位Θ大致为θ=π时判断为正相位，在大致为Θ =2 Ji (或O)的情况下判断为反相位。也就是说，位移η是使用在当前周期η提取的和信号(η)与在前一次周期n-Ι提取的和信号(n-Ι)，如下述式(9)那样算出。其中，当η为传感器载波反相位区间时，在式(9)的运算前实施和信号(η)=_和信号(η)的反转处理。
[0165]位移(η)=(和信号(η)+ 和信号(n-1)) /2...(9)
[0166]另外，为了修正P侧及M侧的电磁铁线圈的特性偏差、或规定的悬浮位置的误差等，而必须进行增益偏移(gain / offset)调整的情况下，进行与以往的传感信号的修正的情况相同的修正处理。
[0167](关于第三构成)
[0168]接下来，对第三构成进行说明。图13是对滤波器的影响进行说明的图。图13中，BW2、BW3、BW4、BW5所示的带域分别表示悬浮控制成分的带域、偏置成分的带域、PWM载波成分的带域、噪声成分的带域。而且，符号E所示的带域表示位移信号调制带域。
[0169]如图7所示，针对电流检测信号Ip、Im设置着低通滤波器403、404。在本实施方式中，为了去掉切换噪声,低通滤波器403、404应用仅去掉如图13所示那样比PWM载波频率更高的频率(BWlO)的低通滤波器。
[0170]另外，针对作为位移信号的和信号(Ip+Im)设置着高通滤波器405。和信号(Ip+Im)由所述的下述式(7)表示。通过应用高通滤波器405对该和信号(Ip+Im)去掉(cut)低频率范围(BWll)，而可以去除偏置成分ib。
[0171]Ip+Im=2 X ib+2 XBX dX sin (ω c X t_ π / 2)...(7)
[0172]以往，如图14所示，通常应用以传感器载波频率为中心频率的带通滤波器(bandpass filter) 0然而，因为对以间隙位移进行振幅调制后的传感器载波频带域BWl使用带通滤波器BPF，所以根据带通滤波器增益特性的陡峭度，检波后的传感信号产生些许延迟。图14中，BW(BPF)表示受带通滤波器BPF所引起的延迟影响的带域。
[0173]另一方面，在本实施方式中，只是使用距传感器载波频带域非常远的高域用的低通滤波器403、404、与低域的高通滤波器405。也就是说，设为如下构成:设置具有比PWM载波频率高数倍的带域的滤波器，且至少不使用PWM载波频率以下的低通滤波器。低通滤波器403、404为了使尖峰噪声在所需最低限度的确保占空比(duty)中尽快衰减以确保无尖峰噪声的状态，而将带域提高。高通滤波器405是使用具有比传感器载波频率低两位数以上的带域的高通滤波器。如图13所示，高通滤波器405所影响的带域如箭头F(HPF)所示那样为低域，低通滤波器403、404所影响的带域为箭头F(LPF)所示的高域。结果，在位移信号调制带域E内可忽略延迟影响。由此，尤其可以增加悬浮控制时对高次弹性振动的稳定性。
[0174]而且，通过抑制信号延迟，可以防止信号延迟对提取时间的影响。图15及图16是说明信号延迟对提取时间影响的图。图15示出本实施方式的低通滤波器403、404的情况下的栅极信号G、通过低通滤波器之前的电流检测信号L20及通过低通滤波器之后的电流检测信号L21。图16示出低通滤波器的带域在低频侧宽广而不合适的情况下的电流检测信号 L20、L21。[0175]图15表示本实施方式的情况，且为低通滤波器403、404的转角频率(cornerfrequency)比PWM载波频率高一位数的情况。在可提取区间Ta内噪声的影响充分地衰减，可以在提取时间T提取基本上无噪声影响的信号。
[0176]另一方面，图16表示低通滤波器的带域在低频侧宽广而不合适的情况(转角频率下降至PWM载波频率程度的情况)。因低通滤波器的影响，提取时间T附近的线L21的波形与图15所示的波形不同，可知无法提取合适的信号。
[0177]如以上所作的说明，在本实施方式中包括:一对磁轴承电磁铁45，针对多个控制轴的每一个而设置，且相对于轴5而对向配置；多个激磁放大器43，对施加至该磁轴承电磁铁45的电压进行PWM控制，且将重叠着用来侦测轴5的悬浮位置变化的传感器载波信号的电磁铁电流分别供给至各磁轴承电磁铁45 ;多个电流传感器101A、101B，检测电磁铁电流；及控制部44，对来自多个电流传感器101AU01B的电流检测信号、及将与一对磁轴承电磁铁45相关的一对电流检测信号相加所得的和信号进行AD采样，而取得轴5的磁悬浮信息，基于磁悬浮信息而对激磁放大器43进行PWM控制；且以PWM载波信号的接通占空比区间Ton成为最小接通占空比区间ΛΤοη以上的方式、或以断开占空比区间Toff的长度成为最小断开占空比区间Toff以上的方式进行PWM控制。
[0178]结果,在任一接通占空比区间Ton内，均可至少确保最小接通占空比区间ΔΤοη。由此，通过在从接通占空比区间Ton或断开占空比区间Toff的开始时间起经过规定时间范围(衰减时间Td)之后进行AD采样，而可以取得基本上无尖峰噪声影响的采样信号(磁悬浮信息)。
[0179]此外，通过针对电流检测信号Ip、Im包括具有比PWM载波频率fpwm更高的带域的低通滤波器403、404，而可以实现尖峰噪声成分的减少，并且可以抑制对包含位移信息的信号成分的延迟影响，从而防止进行AD采样时的信号的延迟。
[0180]而且，通过包括从和信号(Ip+Im)中去除直流成分的高通滤波器405，而可以去除作为位移信号的和信号中所包含的偏置成分，从而可以取得更准确的位移信息。
[0181]此外，通过将PWM载波信号的频率fpwm、传感器载波信号的频率fc、及AD采样的频率fs设定为整数倍的关系，且将与多个磁轴承电磁铁45的每一个相关的多个电流检测信号Ip、Im及和信号(Ip+Im)同时总括地进行AD采样，而可以不受尖峰噪声的影响地取得与多个磁轴承电磁铁45相关的各个信号。
[0182]而且，通过以fpwm>fs>fc的方式设定PWM载波频率fpwm、AD采样频率fs及传感器载波频率fc，而可以使控制部为便宜的构成。在实用上，优选设为fs=2Xfc，且将fpwm=nX fc 的 η 大致设为 8、10、12、14、16。
[0183]另外，以上的说明仅为一例，只要无损本发明的特征，本发明并不受到所述实施方式的任何限定。例如，在所述实施方式中以包括涡轮泵段与牵引泵段的涡轮分子泵为例进行了说明，但全段为涡轮叶片型的涡轮分子泵、仅有牵引泵段的分子泵、以及由磁轴承支撑旋转体的真空泵也可以同样地予以应用。
[0184]以上所述，仅是本发明的较佳实施例而已，并非对本发明作任何形式上的限制，虽然本发明已以较佳实施例揭露如上，然而并非用以限定本发明，任何熟悉本专业的技术人员，在不脱离本发明技术方案范围内，当可利用上述揭示的技术内容作出些许更动或修饰为等同变化的等效实施例，但凡是未脱离本发明技术方案的内容，依据本发明的技术实质对以上实施例所作的任何简单修改、等同变化与修饰，均仍属于本发明技术方案的范围内。
【权利要求】
1.一种磁性轴承装置，其特征在于包括: 一对电磁铁，针对多个控制轴的每一个而设置，且相对于旋转轴而对向配置； 多个激磁放大器，对施加至所述各电磁铁的电压进行脉宽调制控制，且将重叠有用来侦测所述旋转轴的悬浮位置变化的传感器载波信号的电磁铁电流供给至所述各电磁铁；多个电流传感器，检测所述电磁铁电流；及 控制部，对来自所述多个电流传感器的电流检测信号、及将与所述一对电磁铁相关的一对所述电流检测信号相加所得的和信号进行模拟数字采样，而取得所述旋转轴的磁悬浮信息，基于所述磁悬浮信息而对所述激磁放大器进行脉宽调制控制； 所述控制部是以使脉宽调制载波信号的接通占空比区间或断开占空比区间的长度一直比基于电磁铁电流中产生的尖峰噪声的衰减特性所得的规定时间范围更长的方式进行脉宽调制控制，且在从所述接通占空比区间或所述断开占空比区间的开始时间起经过所述规定时间范围之后进行所述模拟数字采样。
2.根据权利要求1所述的磁性轴承装置，其特征在于: 针对所述电流检测信号，包括具有比脉宽调制载波频率更高的带域的低通滤波器，且 所述控制部对通过所述低通滤波器后的所述电流检测信号进行所述模拟数字采样。
3.根据权利要求2所述的磁性轴承装置，其特征在于: 包括从所述和信号中去除直流成分的高通滤波器，且 所述控制部对通过所述高通滤波器后的所述和信号进行模拟数字采样。
4.根据权利要求1至3中任一项所述的磁性轴承装置，其特征在于: 将所述脉宽调制载波信号的频率fpwm、所述传感器载波信号的频率fc、及所述模拟数字采样的频率fs设定为整数倍的关系，且 所述控制部同时总括地对与所述多个电磁铁的每一个相关的多个所述电流检测信号及所述和信号进行模拟数字采样。
5.根据权利要求1至3中任一项所述的磁性轴承装置，其特征在于: 以fpwm>fs>fc的方式设定脉宽调制载波频率fpwm、模拟数字采样频率fs及传感器载波频率fc。
6.一种真空泵，其特征在于包括: 泵转子，形成有排气功能部； 电动机，对所述泵转子进行旋转驱动 '及 权利要求1至5中任一项所述的磁性轴承装置，对所述泵转子的旋转轴进行磁悬浮支撑。
【文档编号】F04D29/058GK103939387SQ201310680615
【公开日】2014年7月23日 申请日期:2013年12月12日 优先权日:2013年1月17日
【发明者】小崎纯一郎, 长野善宏 申请人:株式会社岛津制作所